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Universidade Federal de Campina Grande
Centro de Engenharia Elétrica e Informática
Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica
Dissertação de Mestrado
Otimização do Número de Elementos em um
Arranjo para Antenas Inteligentes
Raimundo Pedro de Paiva Rodrigues Júnior
Dissertação submetida à Coordenação dos cursos de Pós-
Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Federal
de Campina Grande como requisito para obtenção do grau
de Mestre em Engenharia Elétrica.
Área de Conhecimento: Eletromagnetismo e Microondas
Aplicados
Orientador
Glauco Fontgalland
Glauco Fontgalland Glauco Fontgalland
Glauco Fontgalland
Campina Grande – Paraíba – Brasil
Maio de 2010.
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Milhares de livros grátis para download.
Otimização do Número de Elementos em um
Arranjo para Antenas Inteligentes
Raimundo Pedro de Paiva Rodrigues Júnior
Dissertação submetida à avaliação para obtenção do grau de Mestre em
Engenharia Elétrica, Área de Concentração em Processamento da
Informação, pelo Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da
Universidade Federal de Campina Grande.
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i
AGRADECIMENTOS
A Deus pela acima de todas as coisas.
Aos professores Glauco Fontgalland, Marcos Barbosa, Edmar Candeia e
Rômulo do Valle pelas palavras de encorajamento, dedicação e orientações
fornecidas ao longo deste trabalho.
Ao Galba Falcão Aragão (Engenheiro responsável do Laboratório de
Eletromagnetismo e Microondas Aplicados - LEMA) pela amizade, valiosas
informações e orientação nos experimentos.
À minha família, minha mãe Verônica, minhas tias Fana e Júlia, minha
esposa Melly que sempre me incentivaram e nutrem em mim um sentimento
indescritível.
Aos meus amigos: Paulo e Crezo Júnior e a toda equipe do LEMA pela
ajuda para a elaboração deste trabalho, pelo companheirismo durante todos
esses meses e pelos momentos de descontração.
À Universidade Federal de Campina Grande e a COPELE pela confiança
depositada e por ter me concedido a oportunidade de cursar a pós-graduação.
Enfim, agradeço a todos aqueles que contribuíram direta ou
indiretamente para a realização deste trabalho.
Raimundo Pedro de P. R. Júnior
ii
RESUMO
Sistemas de comunicação sem fio e, principalmente, os que envolvem
mobilidade, estão se tornando cada vez mais complexos devido à demanda por
taxas de transmissão mais altas, requisitos de cobertura, novas aplicações,
capacidade do sistema se recompor, baixo consumo de energia e, atualmente,
considerado o mais recentemente, a presença de sistemas adaptativos como
os de rádio definido por software.
Uma das técnicas que tem sido proposta para utilização nos sistemas
com os requisitos acima é o uso de antenas que consigam restringir a
propagação do sinal principal em direção a um usuário e ao mesmo tempo
reduzindo a propagação aos demais sinais [1].
Essas antenas, conhecidas como antenas adaptativas, vêm sendo
utilizadas há décadas em aplicações como: radares, comunicações via satélite,
sensoriamento remoto, equipamentos de busca, dentre outras.
Neste trabalho buscou-se otimizar a quantidade de elementos do
conjunto que forma a antena adaptativa, com o objetivo de atingir uma relação
Sinal Interferência, SIR, com o menor número de elementos.
Palavras-chave: Antenas inteligentes, algoritmo beamforming,
interferência eletromagnética.
iii
ABSTRACT
Wireless communication systems, especially those involving mobility,
are becoming increasingly complex due to demand for higher data rates,
coverage requirements, new applications, reliability, low power consumption
and nowadays, considered most recently, the presence of adaptive systems
such as software-defined radio.
One technique that has been proposed for systems with the above
requirements is the use of antennas that are able to direct the propagation
direction to an user while reducing propagation in direction of the other signals.
These antennas known as adaptive antennas have been used for
decades in applications such as radar, satellite communications, remote
sensing and equipments search, among others.
In this work we optimize the array size that forms an adaptive antenna,
in order to obtain a minimal array that attends a given Signal to Interference
Ratio – SIR.
Keywords: Smart Antennas, algorithms beamforming, electromagnetic
interference EMI.
iv
SUMÁRIO
Capítulo 1...............................................................................................................................................................1
1. INTRODUÇÃO.................................................................................................................................................1
1.1
ALGORITMO PARA CONTROLE ESPACIAL .........................................................................4
1.2
OBJETIVOS ..............................................................................................................................5
Capítulo 2...............................................................................................................................................................6
2. FUNDAMENTOS DE ANTENAS...................................................................................................................6
2.1.
ARRANJOS DE ANTENAS ADAPTATIVAS..............................................................................6
2.2.
FUNDAMENTOS BÁSICOS DE ANTENAS .............................................................................7
2.2.1 Regiões de Campo de Antenas...................................................................................................7
2.3
DENSIDADE DE POTÊNCIA...................................................................................................9
2.4
INTENSIDADE DE IRRADIAÇÃO.........................................................................................12
2.5
NOMENCLATURA BÁSICA DE ANTENAS ...........................................................................13
2.5.1 Diagramas de Antenas .............................................................................................................13
2.5.2 Elementos de um Arranjo de Antena.......................................................................................17
Capítulo 3.............................................................................................................................................................23
3. PROCESSO DE ELIMINAÇÃO DE INTERFERÊNCIA. .........................................................................23
3.1
DEFINIÇÃO E FUNÇÃO DE UM BEAMFORMER...............................................................23
3.2
DETERMINAÇÕES DO SINAL AO LONGO DO BEAMFORMER: PESOS (W)...................25
3.3
ARRANJO COM SIMETRIAS..................................................................................................28
3.3.1 Simetria Par..............................................................................................................................28
3.3.2 Simetria Ímpar .........................................................................................................................29
3.4
TÉCNICAS DE FORMAÇÃO DOS VETORES PESO.............................................................31
3.4.1 Binomial...................................................................................................................................32
3.4.2 Blackman.................................................................................................................................33
3.4.3 Formação Automática dos Pesos dos Elementos do Arranjo...................................................33
3.5
TÉCNICAS DE SISTEMAS ADAPTATIVOS...........................................................................34
3.6
SEPARAÇÃO DE SINAIS DESEJADOS DE SINAIS NÃO DESEJADOS...............................41
3.7
PROCESSOS DE ELIMINAÇÃO DE INTERFERÊNCIA.......................................................42
Capítulo 4.............................................................................................................................................................43
4. RESULTADOS................................................................................................................................................43
4.1 RESULTADO 01 – Controle da SIR com arranjos lineares e pequena diferença de ângulos de
incidência ..............................................................................................................................................43
4.2 RESULTADO 02 – Efeito da separação entre elementos de antenas do arranjo............................49
4.3 RESULTADO 03 – Dados obtidos para diretividade central..........................................................52
4.4 RESULTADO 04 - Efeitos da variação linear do número de elementos do arranjo N para grandes
diferença de AoA entre os sinais............................................................................................................59
4.5 RESULTADO 05 – Variação do número de elementos N linear versus não linear.........................62
v
Capítulo 5.............................................................................................................................................................66
5. CONCLUSÕES ...............................................................................................................................................66
REFERÊNCIAS..................................................................................................................................................68
ANEXOS..............................................................................................................................................................70
Anexo 01 - Circuitos beamforming: (com diagramas) .........................................................................70
Circuito #01:.....................................................................................................................................70
Circuito #02:.....................................................................................................................................71
Circuito #03:.....................................................................................................................................72
Circuito #04:.....................................................................................................................................73
Anexo 02 – Algoritmos beamforming: Códigos.....................................................................................74
Rotina #01.........................................................................................................................................74
Rotina #02.........................................................................................................................................76
vi
LISTA DE FIGURAS
Figura 1 – Exemplo de sistemas – localização [4]..........................................................................2
Figura 2 – Exemplo de sistemas – seleção. .....................................................................................2
Figura 3 – Sistema com baixa relação sinal interferência............................................................3
Figura 4 – Sistema com alta relação sinal interferência...............................................................4
Figura 5 – Regiões de campos da antena.........................................................................................7
Figura 6 – Sistema de coordenadas esféricas e a representação do campo EM.................10
Figura 7 – Densidade de potência irradiada de uma fonte isotrópica.....................................12
Figura 8 – Diagrama de antena 3-D de uma fonte não isotrópica.............................................13
Figura 9 – Diagrama de campo em coordenadas polares..........................................................14
Figura 10 – Diagrama de campo em coordenadas retangulares..............................................15
Figura 11 – Diagrama de campo em coordenadas tridimensionais.........................................16
Figura 12 – Arranjo linear com 2 elementos de antenas – dipolos infinitesimais................17
Figura 13 – Arranjo linear com N elementos..................................................................................21
Figura 14 – Sistema típico com duas fontes e múltiplos beamformers de saída.................24
Figura 15 – Sistema típico de arranjo linear com elementos dispostos no eixo Z. .............26
Figura 16 – Sistema típico de arranjo linear par com respectivos pesos. .............................29
Figura 17 – Sistema típico de arranjo linear ímpar com respectivos pesos..........................30
Figura 18 – Triângulo de Pascoal......................................................................................................32
Figura 19 – Diagrama de irradiação 3-D com eixos de coordenados retangulares.............38
Figura 20 – Diagramas de irradiação 3-D........................................................................................39
Figura 21 – Mais exemplos de diagrama de irradiação 3-D........................................................40
Figura 22 – Efeitos do canal...............................................................................................................42
Figura 23 – Aumento de N para compensação da SIR................................................................44
Figura 24 – Diagrama de irradiação com N=5 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°. .......................................................................................45
Figura 25 – Diagrama de irradiação com N=10 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°. .......................................................................................46
Figura 26 – Diagrama de irradiação com N=15 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°. .......................................................................................47
Figura 27 – Diagrama de irradiação com N=20 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°. .......................................................................................48
Figura 28 – Aumento de N para compensação da SIR com variação de d. ...........................49
Figura 29 – Diagrama de irradiação com d = λ/4 ou 0,25λ..........................................................50
Figura 30 – Diagrama de irradiação d = λ/2 ou 0,5λ. ....................................................................51
Figura 31 – Diagrama de irradiação d = 3λ/4 ou 0,75λ.................................................................51
Figura 32 – Variação do AoA de dois sinais N=5..........................................................................52
Figura 33 – Variação do AoA de dois sinais N=5..........................................................................53
Figura 34 – Variação do AoA de dois sinais N=10........................................................................54
Figura 35 – Variação do AoA de dois sinais N=10........................................................................54
Figura 36 – Variação do AoA de dois sinais N=15........................................................................55
Figura 37 – Variação do AoA de dois sinais N=15........................................................................55
Figura 38 – Variação do AoA de dois sinais N = 5, 10 e 15 elementos....................................56
Figura 39 – Variação do AoA de dois sinais N = 5, 10 e 15 elementos para ambos os
casos de localização dos sinais. .............................................................................................57
Figura 40 – Diagrama de irradiação devido a dois sinais: interferente a 20° e sinal a 30°. 58
Figura 41 – Diagrama de irradiação devido a dois sinais: interferente a 20° e sinal a 10°. 58
Figura 42 – Aumento de N e compensação da SIR e AoA’s para pequenas diferenças. ...59
Figura 43 – Aumento de N e compensação da SIR com AoA’s em grandes diferenças....60
Figura 44 – Aumento de N para compensação da SIR e variação de AoA’s completos. ...61
Figura 45 – SIR Versus N.....................................................................................................................63
Figura 46 – SIR Versus N variação linear........................................................................................63
Figura 47 – SIR Versus N variação não linear................................................................................64
Figura 48 – SIR Versus N ambas variações....................................................................................65
Figura 49 – Sistema típico com duas fontes de sinal e múltiplas saídas do beamformer.70
Figura 50 – Sistema típico com duas fontes de sinal e duas saídas do beamformer.........71
Figura 51 – Sistema típico com Três fontes de sinal fs(t) e duas saídas do beamformer. 72
Figura 52 – Sistema típico com múltiplas fontes de sinal e duas saídas do beamformer.73
vii
LISTA DE SÍMBOLOS
a(θ) – Vetor de arranjo ou matriz de arranjo
AoA – Ângulo de incidência
C – Capacitância
d – Distância entre um par de elementos
E, Ê – Vetor campo elétrico
H, Ĥ – Vetor campo magnético
E
θ
– Vetor campo elétrico expresso em coordenadas esféricas;
H
φ
– Vetor campo magnético expresso em coordenadas esféricas.
f – Frequência
L – Comprimento total da antena
N – Número de elementos num arranjo de antenas
n – Elemento do arranjo em questão, n é um índice do somatório
NLS – Número de lóbulos secundários
NTL – Número total de lóbulos, principal e lateral
r – Vetor posição;
P
int
– Potência do sinal interferência
P
sinal
– Potência do sinal desejado
P
sinal
– Potência do sinal ruidoso
R – Raio da Região da antena
v – Fonte de ruído
V
rms
– Tensão eficaz
),(
φ
θ
U - Intensidade de irradiação
W – vetor peso ou matriz peso
T – Período de uma função adotada
δ – Diferença de fase entre elementos
η – Impedância intrínseca do meio.
µ – Permeabilidade relativa do meio
σ – Condutividade
Ψ
m
– Fluxo magnético
ω – Frequência angular
δ – Deslocamento de fase entre elementos
viii
θ – Ângulo medido a partir do eixo z em coordenadas esféricas
k – Número de onda
λ – Comprimento de onda
Γ - Relação sinal Interferência
γ – Relação sinal Interferência
θ – Vetor posição da coordenada θ
φ – Vetor posição da coordenada φ
|AF
n
| – Magnitude do fator de arranjo
ix
LISTA DE ABREVIATURAS
ABRICEM – Associação Brasileira de Compatibilidade Eletromagnética
AM – Amplitude Modulada
ANEEL – Agência Nacional de Energia Elétrica
ANSI – American National Standards Institute
AOA – Ângulo de incidência
APEMC – Asia-Pacific Symposium on Electromagnetic Compatibility
CA – Corrente/Tensão Alternada
CC – Corrente/Tensão Contínua
CE – Comunidade Europeia
CEM – Compatibilidade Eletromagnética
CSA – Canadian Standards Association
DC – Direct Current
EM – Eletromagnético
ENCE – Etiqueta Nacional de Conservação de Energia
EST – Equipamento Sobre Teste
EUA – Estados Unidos da América
FA – Fator de arranjo
FE – Fator de elemento
FCC – Federal Communication Commission
FM – Frequência Modulada
IEC – International Electrotechnical Commission
IEEE – Institute of Electrical and Electronics Engineers
IEM – Interferência Eletromagnética
IL – Insertion Loss
IR – Infra Vermelho
ISEF – International Symposium on Electromagnetic Fields
ISM – Industrial, Scientific and Medical
NLS – Número de lóbulos secundários
NTL – Número total de lóbulos, principal mais laterais
PROCEL – Programa Nacional de Conservação de Energia Elétrica
RIF – Rádio Interferência
RMS – Root Mean Square
x
SIR – Relação Sinal Interferência
SINR – Relação Interferência Sinal Ruído
SINR – Signal to interference noise ratio
THD – Total Harmonic Distortion
UHF – Ultra High Frequency
UV – Ultra Violeta
VHF – Very High Frequency
1
Capítulo 1
1. INTRODUÇÃO
Sistemas de comunicação são projetados para atingir determinados
parâmetros de uma especificação. Deve-se procurar uma configuração dos
elementos que o compõe, de modo que esta seja a mais econômica, e que
possa atingir os requisitos de desempenho do sistema [3].
Uma das formas de otimizar o funcionamento de um sistema de
comunicação sem fio é alterar o diagrama de irradiação das antenas para que
o nível de sinal recebido dos usuários de interesse seja maximizado.
Essa maximização pode ser feita usando antenas com diagramas de
irradiação direcionais, porém fixos espacialmente, ou com antenas que
adaptem seu diagrama de irradiação dinamicamente: antenas adaptativas.
No caso das antenas adaptativas, deve-se otimizar o diagrama de
irradiação para que os requisitos do sistema sejam atingidos usando o mínimo
de elementos na sua configuração [2]. A busca pela quantidade ótima do
número de elementos utilizados por uma antena para satisfazer os requisitos
de um sistema é o tema desta dissertação.
Um dos parâmetros utilizados nos projetos de sistemas é a Relação
Sinal Interferência (SIR, do inglês Signal to Interference Ratio), definida como:
int
sinal
P
P
SIR ==
γ
(1.1)
Sendo, P
sinal
a potência do sinal desejado e P
int
a potência dos demais sinais,
denominados de interferentes. Esse parâmetro fornece uma medida da
qualidade da recepção [1].
Pode-se ainda utilizar a Relação Interferência Sinal Ruído (SINR, do
inglês Signal to Interference Noise Ratio), dada por:
ruídoint
sinal
PP
P
SINR
+
=Γ=
(1.2)
Onde: P
ruído
: potência do ruído, demais termos são iguais aos da equação (1.1)
2
Desta forma, o parâmetro SIR é mais utilizado do que a SINR por ser
um parâmetro mais fácil de medir. Além do que, é feita a tentativa de se
analisar fenômenos irradiados.
Para formar uma antena inteligente, utiliza-se um conjunto de antenas
formando um arranjo, de tal forma que, ao selecionar algumas antenas do
arranjo seja possível gerar diagramas de irradiação diversos.
De acordo com a seleção das antenas pode-se obter um aumento na
SIR. Assim como pode ser visto na Figura 1, pode-se localizar um usuário
desejado e em seguida desligar uma parte das antenas para que o diagrama
de irradiação seja direcionado ao usuário conforme está representado na
Figura 2. Com isso, existe a possibilidade de diminuir os níveis dos sinais
recebidos que são indesejados, e assim aumentar a SIR.
Figura 1 – Exemplo de sistemas – localização [4].
Figura 2 – Exemplo de sistemas – seleção.
3
Vários usuários podem ser selecionados, ou melhor, cobertos com um
diagrama de irradiação e do mesmo modo, o sistema é capaz de eliminar
várias fontes de interferência. Observa-se este fato na Figura 2.
O Fator de Arranjo (FA) é um parâmetro que multiplicado pelo campo
de um elemento do arranjo posicionado na origem nos dá o campo total do
arranjo. O Fator de Arranjo não depende das características direcionais dos
elementos, mas sim da geometria e alimentação do arranjo [5].
Dessa forma, o Fator de Arranjo permite adequar a característica de
irradiação à aplicação desejada. O chamado arranjo de varredura utiliza o
controle da alimentação dos elementos (controle eletrônico) para variar o lóbulo
principal de irradiação ente a direção normal e axial ao longo do arranjo [6].
Quando não se consegue eliminar as fontes de interferências, a SIR
tem um baixo valor. Logo, a eliminação de feixes que apontam para fontes de
interferência deve ser perseguida.
Na Figura 3, pode-se ver o diagrama de irradiação de um sistema com
ângulo de feixe do usuário a 30°, interferência a 2 5° e número de elemento no
arranjo antenas igual a 5 elementos.
Figura 3 – Sistema com baixa relação sinal interferência.
4
Na Figura 4, é possível ver que, para o mesmo sistema com mais
elementos no arranjo de antenas, é possível fazer aumentar a SIR de modo a
melhorar as especificações e desempenho do sistema. Pode-se observar que o
feixe ficou mais diretivo e um maior cancelamento do feixe no ângulo de
chegada da interferência [9].
Figura 4 – Sistema com alta relação sinal interferência.
1.1 ALGORITMO PARA CONTROLE ESPACIAL
O estudo de algoritmos para controle de processamento espacial é
justificado quando o sistema se torna cada vez mais exigente no ponto de vista
de velocidade de processamento do sinal para que a convergência do
algoritmo deva ocorrer em poucas iterações [7].
Neste estudo, também se justifica associar a tais algoritmos, exceções
que possam trabalhar com o número de elementos no arranjo de antena, sendo
este uma variável a ser minimizada, pois fazendo isto, diminuir-se-á o consumo
de energia. Em alguns casos, pode-se economizar em equipamentos, ou ainda,
miniaturizá-los. Dessa forma, deve-se diminuir a interferência para aumentar a
relação sinal interferência. Se isto acontece infere-se que o receptor receberá o
máximo de irradiação proveniente da fonte [8].
5
1.2 OBJETIVOS
O objetivo deste trabalho de dissertação é analisar e propor novas
formas de atingir uma dada relação sinal interferência (SIR), através da
variação do número de elementos em um arranjo de antenas.
Um objetivo específico foi estudar e analisar os algoritmos para
geração de diagrama de irradiação em antenas adaptativas, assim como
encontrar a forma de convergência ótima para o número mínimo de antenas
necessárias para satisfazer uma dada relação sinal interferência.
O texto está organizado da seguinte forma: No capítulo 2 é
apresentado um desenvolvimento teórico matemático sobre fundamentos de
antenas. Desse modo, são relacionadas equações de dipolos elementares,
assim como tipos de diagramas de irradiação.
No capítulo 3, desenvolve-se a técnica de eliminação de interferência.
Este capítulo também remete o processo de formulação dos pesos W dos
elementos da antena. São vistos assim, processos manuais para o cálculo dos
pesos assim como processos automáticos, denominados aqui de controle
adaptativo. Neste tipo de técnica o diagrama de irradiação é formado a partir de
requisitos do sistema.
No capítulo 4 são apresentados os resultados obtidos. São
apresentados 5 resultados:
• Controle da SIR com arranjos lineares e pequena diferença de
ângulos de incidência;
• Efeito da separação entre elementos de antenas do arranjo;
• Dados obtidos para diretividade central;
• Efeitos da variação linear do número de antenas N em grandes
diferenças de ângulos de chegada dos sinais (do inglês AoA –
Angle of Arrival);
• Variação do número de elementos N linear versus não linear.
No capítulo 5 são apresentadas as conclusões deste trabalho e
propostas de trabalhos futuros. No anexo 01 são apresentados diagramas de
circuitos beamforming.
6
Capítulo 2
2. FUNDAMENTOS DE ANTENAS
O projeto de antenas inteligentes envolve muitas áreas de
conhecimento. O projetista de antenas deve relacionar disciplinas como
eletromagnetismo, propagação, métodos de estimação espectral, processos
aleatórios, técnicas de controle adaptativo, fundamentos de antenas, dentre
outros.
Neste capítulo são apresentados os conceitos básicos de antenas, que
são necessários para o entendimento das antenas adaptativas. Para isto é
necessário conhecimento em classificação das regiões de campos, densidade
de potência, intensidade de irradiação, diretividades, dentre outros.
2.1. ARRANJOS DE ANTENAS ADAPTATIVAS.
Uma antena adaptativa consiste em uma coleção de duas ou mais
antenas, ou ainda elementos de antenas trabalhando conjuntamente para
estabelecerem um único diagrama de irradiação.
A configuração da coleção de antenas é conhecida como arranjo de
antenas, e pode assumir muitas formas, dentre elas: lineares, circulares,
planares e volumétricas. Neste trabalho, utilizar-se-á um arranjo linear, contudo
não nos interessa, neste momento, conhecer a forma da antena.
Dessa forma, as coleções poderiam ser formadas tendo como um
elemento típico um dipolo, um loop ou qualquer geometria de arranjo que se
ajuste ao caso em questão, entretanto, não é necessário restringir-se a um
elemento particular de antena; o comportamento do arranjo transcende a um
elemento específico e isto é tema de muitos trabalhos na área [9].
Abordar-se-á, mais adiante, o conhecimento das características de um
dipolo. Estas são suficientes para extrair o campo elétrico resultante de
determinada estrutura com um número de N elementos.
7
2.2. FUNDAMENTOS BÁSICOS DE ANTENAS
2.2.1 Regiões de Campo de Antenas
As antenas produzem campo eletromagnético para as regiões
próximas e distantes de sua localização. Nem todos os campos
eletromagnéticos gerados são irradiados no espaço, como o caso dos campos
das antenas. Contudo, obviamente, outros campos são gerados e detectados a
grandes distâncias.
De acordo com a distância relativa à antena, é possível definir quatro
campos de uma antena: região da antena, região de campos próximos, região
de Fresnel, e região de Fraunhofer ou campos distantes, definidas a seguir.
Figura 5 – Regiões de campos da antena.
L
R
Região
da antena
Região de campos
próximos
Região
de Fresnel
Região de
Fraunhofer
8
2.2.1.1 Região da antena
Esta região é descrita como a região que circunscreve fisicamente o
contorno da antena. Tem-se para esta região a seguinte relação.
2
L
R ≤
(2.1)
sendo L é o comprimento da antena e R o raio desta região.
Esta região é onde se dá a criação dos campos eletromagnéticos. É
também uma região onde pode haver outros dispositivos além dos comumente
encontrados. Estes podem ser dispositivos eletrônicos: circuitos integrados ou
processadores, em geral eletrônica do estado sólido (microchips) e por
conseqüência torna-se uma região instável para o sistema de comunicação.
2.2.1.2 Região de campos próximos
Região de campos próximos é que contém a energia reativa
circundante da antena. Isto significa que ela detém a energia armazenada nas
vizinhanças da antena.
λ
3
62,0
L
R ≤
(2.2)
sendo λ o comprimento de onda da antena.
Esta região está associada à potência reativa processada pela antena
e que produz campos que não vão se propagar para o espaço.
2.2.1.3 Região de Fresnel
Também chamada de região de irradiação de campos próximos. É a
região que está entre a região de campos próximos e a região de campos
distantes. Em alguns casos, a literatura não considera esta região
incorporando-a assim a região de campos distantes.
λλ
23
2
62,0
L
R
L
≤≤
(2.3)
Existe campo irradiado nesta região, mas o diagrama de irradiação
muda com a distância e com a variável angular.
9
2.2.1.4 Região de campos distantes
Também conhecida como região de Fraunhofer. É a região afastada da
região de campos próximos. Nesta região o diagrama de irradiação não mais
se altera, em sua forma, com a distância da antena, fazendo com que esta seja
a principal região de operação do sistema para fins de comunicação.
λ
2
2L
R ≤
(2.4)
Neste trabalho, considera-se apenas esta região.
2.3 DENSIDADE DE POTÊNCIA
Quando uma antena irradia um campo eletromagnético este se
propaga, e pode ser interceptado por antenas receptoras distantes. Esta é a
potência utilizada por sistemas de comunicação para transmitir um sinal de um
transmissor até um receptor, sendo o meio de propagação o espaço livre.
Em termos gerais pode-se definir a densidade de potência como:
2
m
W
HEP ×=
(2.5)
Onde E e H são respectivamente o campo elétrico e magnético.
Esse resultado nos remete a um importante parâmetro que é o vetor de
Poynting, que representa a medida do fluxo de densidade de potência emitida
pela fonte, no caso nosso de estudo – Antena.
A equação (2.5) nos dá também a direção da propagação da
densidade de potência, que pode ser obtida pela regra da mão direita, e que,
na Figura 6, retrata que o dedo indicador da mão aponta na direção de r. Isto,
evidentemente, se trata de um produto vetorial entre o vetor campo elétrico e o
vetor campo magnético.
10
Figura 6 – Sistema de coordenadas esféricas e a representação do campo EM.
Para um estudo analítico de densidade de potência, utiliza-se
equações de campos eletromagnéticos. Dessa forma, deve-se definir:
m
V
0
θE
jkr
s
e
r
E
−
=
θ
(2.6a)
m
A
0
φH
jkr
s
e
r
E
−
=
η
φ
(2.6b)
Onde:
• θ vetor posição da coordenada θ;
• φ
vetor posição da coordenada φ;
• η impedância intrínseca do meio;
• r vetor posição;
• E
θ
vetor campo elétrico expresso em coordenadas esféricas;
• H
φ
vetor campo magnético expresso em coordenadas esféricas.
11
Considerando que o meio possui impedância intrínseca então se pode
calcular o campo instantâneo variante no tempo. Dessa forma, reorganizando
as equações acima e utilizando equação de Euler tem-se:
θθE )cos(Re),(
0
)(
0
krt
r
E
e
r
E
tr
krtj
−=
=
−
ω
ω
(2.7)
φφH )cos(Re),(
0
)(
0
krt
r
E
e
r
E
tr
krtj
−=
=
−
ω
ηη
ω
(2.8)
Quando se substitui estas duas últimas equações na equação do vetor
de Poynting obtem-se:
[ ]
rP )22cos(1
2
),(
2
2
0
krt
r
E
tr −+=
ω
η
(2.9)
Vale a pena ressaltar que o primeiro termo do produto da equação (2.9)
representa a densidade de potência média irradiada. Este corresponde à parte
da potência que não se propaga, ficando armazenada nos campos E e H nas
proximidades da antena. Quando é desejado encontrar uma média no tempo
tem-se:
dttr
T
r
T
Médio
),(
1
)(
0
∫
= PP
(2.10a)
Onde encontra-se:
2
2
2
0
W
2
)(
m
r
E
r
Médio
rP
η
=
(2.10b)
Para obter a potência total irradiada por uma fonte então se escreve:
∫
∫
⋅= dsPP
Médiotot
(2.11)
Por fim, obtêm-se a relação entre a potência total irradiada e área
através do qual ela é irradiada, para uma fonte isotrópica que não é
dependente de θ nem Φ [9]:
12
2
4
)(
r
P
rP
tot
Médio
π
=
(2.12)
Dessa forma, pode-se concluir que para uma fonte isotrópica a
densidade de potência irradiada é encontrada espalhando uniformemente a
potência irradiada sobre uma superfície de raio r.
A Figura 7 ilustra uma fonte isotrópica de raio r e a representação da
densidade de potência.
Figura 7 – Densidade de potência irradiada de uma fonte isotrópica.
2.4 INTENSIDADE DE IRRADIAÇÃO
A intensidade de irradiação pode ser vista como a densidade de
potência normalizada pela distância da fonte.
A densidade de potência é inversamente proporcional ao quadrado da
distância r, e diminui rapidamente quando o ponto em questão é afastado da
antena fonte.
Em geral a intensidade de irradiação indica o diagrama de irradiação
em três dimensões. Dessa forma, ela pode ser expressa como:
),,(),,(),(
22
φθφθφθ
rPrrrU
r
== P
(2.13)
13
Alternativamente, é possível expressar a equação (2.13) em termos de
campo elétrico e magnético:
2
2
),,(
2
),(
φθ
η
φθ
r
r
U E=
(2.14)
2
2
),,(
2
),(
φθ
η
φθ
r
r
U H=
(2.15)
Todas as fontes que não são isotrópicas têm uma intensidade de
irradiação não uniforme. Dessa maneira, possuem diagrama de irradiação não
uniforme. Na Figura 8 está representada uma irradiação não uniforme, assim a
máxima irradiação esta em θ = 0 ou simplesmente irradia ao longo do eixo z.
Figura 8 – Diagrama de antena 3-D de uma fonte não isotrópica.
2.5 NOMENCLATURA BÁSICA DE ANTENAS
2.5.1 Diagramas de Antenas
Um diagrama de antena pode ser visto como uma função ou uma
descrição gráfica de uma propriedade direcional da antena. Dessa forma um
diagrama pode ser uma função do campo elétrico e ou magnético. Neste caso
denomina-se diagrama de campo.
14
Quando o diagrama é baseado em uma função de intensidade de
irradiação este é chamado de diagrama de potência. O diagrama de antena
pode ser uma descrição funcional, mas sim o resultado de medições. Pode ser
expresso tanto em unidades de campo como também unidades de potência.
A Figura 9 exemplifica um típico diagrama de campo em duas
dimensões exibido em coordenadas polares.
Figura 9 – Diagrama de campo em coordenadas polares.
Pode-se verificar na Figura 9, que os lóbulos laterais e principal são
indicados. O lóbulo principal é a porção do diagrama que detém a máxima
intensidade de irradiação.
Geralmente, os lóbulos laterais não são desejados; contudo para
antenas inteligentes, representam uma função importante, pois com eles é
possível suprimir a interferência. Este fato pode ser visto no decorrer do texto.
Outro gráfico importante para este estudo é dado na forma retangular.
Isto pode ser visto na Figura 10.
15
Figura 10 – Diagrama de campo em coordenadas retangulares.
Ao longo do texto, trabalha-se com ângulos de chegada (do inglês AoA
– Angle of Arrival), ou seja, o ângulo em que o sinal eletromagnético incide na
antena. Assim, os resultados, usando coordenadas retangulares, são
apresentados.
Como diagramas de irradiação são geralmente apresentados em
coordenadas esféricas. Pode-se realizar a transformação de coordenadas do
sistema esférico para o retangular usando as equações abaixo.
(
)
φ
θ
φ
θ
cos, senUx
=
(2.16a)
(
)
φ
θ
φ
θ
sensenUy ,
=
(2.16b)
(
)
θ
φ
θ
cos,Uz
=
(2.16c)
A representação mais elegante de mostrar diagramas de irradiação é
em três dimensões. Esta mostra uma ilustração espacial bem completa sobre o
formato dos lóbulos laterais e principal. Abaixo é possível ver um exemplo para
esse tipo de diagrama.
16
Figura 11 – Diagrama de campo em coordenadas tridimensionais.
Um fundamento importante no estudo de antenas é a direção de
irradiação máxima (do inglês Boresight).
Comumente, a direção de irradiação máxima é a direção espacial em
que a antena tem seu maior ganho. Expressado como:
),(),(
φ
θ
φ
θ
DG e
=
(2.17)
Onde “
e
” é a eficiência total da antena incluindo os efeitos de perdas e
descasamentos.
Um diagrama produzido pelo ganho é igual ao diagrama produzido pela
diretividade, exceto pelo fator escalar eficiência “
e
”.
Este também é o eixo central do lóbulo principal da antena. A máxima
irradiação, na Figura 11, dar-se ao longo do eixo central do lóbulo principal.
esta corresponde ao eixo z, onde θ = 0.
Um diagrama de potência ou de campo, não raras vezes, é
apresentado na forma de cortes em duas dimensões do diagrama
tridimensional. Estes cortes podem ser definidos de diferentes maneiras.
Teoricamente, deveria-se ter infinitos planos para representar completamente o
diagrama de irradiação.
Geralmente, na prática, faz-se ora θ e ora φ constante em f(θ ,φ) e
define-se dois diagramas conhecidos como “Diagramas dos Planos Principais”:
• Diagrama de plano horizontal: f(θ = π/2 , φ)
• Diagrama de plano vertical: f(θ , φ = φ
o
)
17
Dessa forma, é possível definir o plano principal do diagrama de
irradiação das antenas como sendo o plano que contem as coordenadas do
vetor campo elétrico e magnético.
2.5.2 Elementos de um Arranjo de Antena
Na Figura 12 pode-se observar um arranjo com dois dipolos
infinitesimais alinhados no eixo horizontal e separados a uma distância d. O
ponto de análise está distanciado da origem por um comprimento r, e deve-se
considerar muito maior que d, ou seja, r >> d e r >> λ/2, ou ainda, r >> λ.
Figura 12 – Arranjo linear com 2 elementos de antenas – dipolos infinitesimais.
Com essas premissas, é possível admitir que os vetores de distância
sejam aproximadamente paralelos entre si e dessa forma:
)(
2
)(
2
2
1
θ
θ
sen
d
rr
sen
d
rr
−≈
+≈
(2.18)
Considera-se que a fase elétrica do elemento 1, o mais a esquerda do
arranjo, é:
2
δ
−
e o fasor corrente é:
2
0
δ
j
eI
−
. De modo análogo, pode-se supor
que a fase elétrica do elemento 2, o mais a direita do arranjo, é:
2
δ
e seu fasor
de corrente:
2
0
δ
j
eI . δ é a diferença de fase elétrica entre dois elementos
adjacentes.
18
Da Teoria Eletromagnética, o vetor potencial magnético A e os campos
E e H se relacionam através de:
AH ×∇=
µ
1
(2.19)
e também:
HE ×∇=
ωε
j
1
(2.20)
Assim, deriva-se as equações de campo elétrico e campo magnético
para o dipolo infinitesimal.
Campo magnético:
jkr
e
jkrr
LsenjkI
H
−
+=
1
1
4
0
π
θ
φ
(2.21)
onde as outras componentes de H são:
0
=
r
H
e
0
=
θ
H
Campo elétrico:
jkr
r
e
jkrr
LI
E
−
+=
1
1
2
cos
2
0
π
θη
(2.22)
jkr
e
krjkrr
LsenIjk
E
−
−+=
2
0
)(
11
1
4
π
θη
θ
(2.23)
onde a outra componente de E torna-se:
0
=
φ
E
.
19
Um parâmetro importante é a impedância intrínseca do meio
η
, que
será definida adiante.
É possível simplificar ainda mais as equações acima, pois sendo r >> d
ou ainda r >> λ, os termos envolvendo 1/r
2
e 1/r
3
são desprezados e assim:
jkr
e
r
LsenIjk
E
−
=
π
θ
η
θ
4
0
(2.24)
jkr
e
r
LsenjkI
H
−
=
π
θ
φ
4
0
(2.25)
Donde se pode obter que a impedância intrínseca do meio é definida
como:
φ
θ
η
H
E
=
(2.26)
Voltando para o arranjo de dipolos infinitesimais, pode-se chegar à
equação abaixo se forem realizadas as aproximações:
rrr
≈
≈
21
e usando
superposição dos campos oriundos dos dois dipolos.
21
2
2
0
1
2
0
44
jkr
j
jkr
j
e
r
LseneIjk
e
r
LseneIjk
E
−−
−
+=
π
θη
π
θη
δδ
θ
(2.27)
+=
++
−
−
2
)(
2
)(
0
4
δθδθ
θ
π
θη
kdsen
j
kdsen
j
jkr
eee
r
LsenIjk
E
(2.28)
Onde:
δ Diferença de fase elétrica entre dois elementos adjacentes;
θ Ângulo medido a partir do eixo z em coordenadas esféricas;
L Comprimento do dipolo;
d Distância entre dois elementos.
20
Pode-se rearranjar a equação anterior, para evidenciar um importante
resultado e abrir possibilidades para análise de estruturas mais complexas
fazendo:
+
⋅=
−
2
cos2
4
0
δθ
θ
π
η
θ
kdsen
sen
r
LeIjk
E
jkr
(2.29)
Assim, é possível observar a equação acima como o produto de duas
funções: Fator de Elemento X Fator de Arranjo (FE) X (FA). Desse modo
define-se:
FAFEE
⋅
=
θ
(2.30a)
Para casos gerais:
FA
FE
E
⋅
=
(2.30b)
Na forma vetorial ainda pode-se obter:
(
)
E
aE
⋅
⋅
=
FAFE
(2.31)
O fator de arranjo pode sofrer modificação pela multiplicação de algum
fator, por exemplo, pesos. Estes servirão para adequar o diagrama de
irradiação a novos cenários em que é exigido um ajuste espacial do campo
elétrico, ou ainda mais, do diagrama de irradiação.
Estes sistemas são chamados adaptativos, pois como o próprio nome
sugere, se adaptam a novos cenários.
θ
π
η
sen
r
LeIjk
jkr
4
FE
0
−
=
(2.32)
+
=
2
cos2
δθ
kdsen
FA
(2.33)
21
O fator de elemento é a equação de campo distante para o dipolo
infinitesimal e o fator de arranjo é a função diagrama associada a este tipo de
geometria de arranjo de antenas.
Dessa forma, o diagrama de irradiação de campos distantes para
qualquer arranjo sempre é dado por pelo produto de (FE) X (FA).
O Fator de Arranjo é dependente da geometria do conjunto de
elementos do Arranjo, do espaçamento entre elementos e a fase de cada
elemento.
É possível analisar o caso de um arranjo linear uniforme com N
elementos. Assim, assume-se que os elementos são igualmente espaçados, e
tem amplitudes iguais. Nota-se, mais adiante, casos em que essas amplitudes
não serão mais iguais, esta alternativa será utilizada para compor outros
diferentes diagramas de irradiação e será útil para tecnologias envolvendo
Antenas Inteligentes (do inglês: Smart Antennas). Dessa forma, pesos serão
dados à cada elemento do arranjo levando a mudança de fase ou a amplitude
de acordo com a necessidade de projeto.
O modo clássico de se alterar a direção de um lóbulo num diagrama de
irradiação é a mudança de fase entre os elementos. Isto pode ser facilmente
implementado quando se trabalha com circuitos defasadores os quais mudarão
a fase entre os elementos do arranjo de antenas.
Na Figura 13, está representado um arranjo linear uniforme com N
antenas, separadas uniformemente por uma distância d.
Figura 13 – Arranjo linear com N elementos.
22
Considerando as condições de campo distantes tal que r >> d, ou
ainda, r >> λ, escrever-se o fator de arranjo como [9]:
)()1()(2)(
...1
δθδθδθ
+−++
++++=
kdsenjNjkdsenjkdsenj
eeeFA
(2.34)
onde δ é a diferença de fase entre elementos.
A primeira parcela do fator de arranjo é igual a 1 devido ao valor nulo
do expoente. Dessa forma, devido à posição do elemento no arranjo obtêm-se
expoentes diferentes.
Desta maneira é possível escrever a equação acima como um
somatório. Desta forma tem-se:
∑
=
+−
=
N
n
kdsennj
eFA
1
))(1(
δθ
(2.35)
ou ainda:
∑
=
−
=
N
n
nj
eFA
1
)1(
ψ
(2.36)
onde
δ
θ
ψ
+
=
kdsen
No próximo capítulo será mostrado como a combinação de elementos
é usada para obter um diagrama de irradiação específico.
23
Capítulo 3
3. PROCESSO DE ELIMINAÇÃO DE INTERFERÊNCIA.
Neste capítulo é descrita a formação dos pesos dos elementos de um
FA de um arranjo de antenas. Esse processo pode se dar de forma
determinística ou automática. Na forma determinística, os pesos são formados
por funções de série previamente formuladas. Tem-se, por exemplo, a série de
Blackman ou de Hamming. Já os processos automáticos envolvem algoritmos
beamforming (não foi encontrado uma tradução para este termo) e estes são
adaptativos. Dependendo do cenário, o algoritmo buscará uma forma de fazer
com que os pesos cumpram uma função no sistema. O caso mais comum é
quando se quer eliminar interferências, pois os pesos são ajustados para que
seja criado um nulo no ângulo de incidência do sinal de interferência.
3.1 DEFINIÇÃO E FUNÇÃO DE UM BEAMFORMER.
Um dos principais subsistemas de um arranjo adaptativo é o
beamformer. Por não se ter encontrado um termo adequado na língua
portuguesa, decidiu-se adotá-lo neste texto. De qualquer modo, uma tradução
literal para o termo beamformer seria: “Formador de Lóbulos”, no entendimento
de que ele funciona como um formador de diagrama de irradiação.
Basicamente, o beamformer, visto da concepção de circuitos
eletrônicos, seria uma rede de alimentação. Esta rede poderá alimentar
simultaneamente os vários elementos de um arranjo de antenas com
diferentes sinais para com isto produzir lóbulos em diferentes direções. Sua
função é basicamente receber os sinais do arranjo linear e entregá-los a rede
de processamento de sinais para um apropriado gerenciamento dos sinais.
Geralmente, o beamforming tem um número igual de entradas e
saídas, assim como pode ser visto na Figura 14. As portas de entrada são
ligadas aos elementos do arranjo de antenas e as portas de saída são ligadas
ao gerador de função ou receptor do sistema.
24
Figura 14 – Sistema típico com duas fontes e múltiplos beamformers de saída.
Um beamforming geralmente tem predefinido quantos sinais ele pode
receber na entrada do arranjo de antenas. Na Figura 14, o exemplo é para dois
sinais: o primeiro considerado como sinal desejado e o segundo como sinal
interferência.
O exemplo mais completo seria um beamforming que tivesse a
capacidade de receber múltiplos sinais (mostrado no anexo 01 circuito #04) e
ainda possuísse múltiplas entradas e saídas como ilustra a Figura 14.
Um beamforming implementado com processadores digitais possui a
característica de receber múltiplos sinais; contudo a saída se dá com apenas
duas portas. No anexo 01 - circuitos #02 e #03, pode-se contemplar um desses
circuitos.
A construção eletrônica dos beamformers não será abordada aqui. De
qualquer modo é importante frisar que eles são construídos a partir de circuitos
deslocadores de fase. Esses circuitos em muitos casos são construídos com
circuitos de microfita em microondas [10].
Beamformer
AUX
-
(N
-
1) AUX
-
r
AUX
-
1
AUX
-
1 MAIN
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
Rede de processamento de sinais
Receptor
Arranjo linear
N 3 2 1
ENTRADAS
SAIDAS
θ
i
θ
i
θ
i
θ
i
25
3.2 DETERMINAÇÕES DO SINAL AO LONGO DO
BEAMFORMER: PESOS (W).
Na determinação do Fator de Arranjo (FA) foi assumido que todos os
elementos do arranjo têm amplitudes unitárias. Dessa forma, FA pode ser
simplificado por uma série simples e mais ainda, a uma simples aproximação
de xx /)sin( [7].
Com o intuito de analisar características desse sinal, deve-se modelar
vetores de modo a se conseguir distribuir os ganhos dos elementos de antenas
e assim multiplicá-los por valores (estes são chamados de pesos (W) durante o
texto) de modo que estes tenham a finalidade de alterar o diagrama de
irradiação resultante do arranjo.
Para tal, deve-se definir o vetor de arranjo ou matriz de arranjo (do
inglês Array Vector) a(θ). O vetor de arranjo é um vetor ou matriz de
Vandermond, pois pode ser escrito na forma:
[1 z ... z
(N-1)
],
Z é uma função característica e N é número de elementos.
O Vetor de Arranjo muitas vezes é chamado de: Vetor de Arranjo de
Propagação, Vetor de Arranjo de Direção, Vetor de Arranjo de Resposta, Vetor
de Arranjo de Multiplicidade.
Apesar de a(θ) ser denotado como vetor, este não se define
matematicamente como um vetor. Isto acontece devido a traduções do inglês
para o português e também pelo fato de que muitas vezes a forma vetorial é
expressa como uma matriz. O mesmo acontece com o vetor peso W.
A relação entre o Fator de Arranjo e o Vetor de Arranjo é dada por:
(
)
∑
=
elementos
FA
θ
a
(3.1)
Mais uma vez, assume-se que se está em regiões de campos distantes
e assim é possível escrever:
)()1()(2)(
...1
δθδθδθ
+−++
++++=
kdsenjNjkdsenjkdsenj
eeeFA
(3.2)
26
ou ainda:
∑∑
=
−
=
+−
==
N
n
nj
N
n
kdsennj
eeFA
1
)1(
1
))(1(
ψδθ
(3.3)
Onde:
δ deslocamento de fase entre elementos;
θ ângulo medido a partir do eixo z em coordenadas esféricas;
d distância entre elementos;
N número de elementos do arranjo;
n elemento do arranjo em questão, n é um índice do somatório;
k número de onda.
O número de onda k é expresso como:
λ
π
µεω
2
==k
(3.4)
Figura 15 – Sistema típico de arranjo linear com elementos dispostos no eixo Z.
O sistema da Figura 15 é mais próximo do real. Muitas vezes se
prefere trabalhar com arranjos verticais em detrimento do horizontal, pois esta
configuração se torna melhor, para algumas aplicações, quando se trata de
coordenadas esféricas.
Quando o arranjo linear está localizado sobre o eixo Z então as
equações acima devem ser escritas como:
)cos)(1()cos(2)cos(
...1
δθδθδθ
+−++
++++=
kdNjkdjkdj
eeeFA
(3.5)
Ou ainda, pode-se escrever este resultado em notação condensada;
com somatórios assim como mostrado a seguir.
27
∑∑
=
−
=
+−
==
N
n
nj
N
n
kdnj
eeFA
1
)1(
1
)cos)(1(
ψδθ
(3.6)
Onde:
δ
θ
ψ
+
=
coskd
(3.7)
O número de onda k deve estar bem definido, em função dos eixos
coordenados, nas equações acima. Desse modo, tem-se:
22222
β
=++=
zyx
kkkk
(3.8)
Como descrito anteriormente, o vetor de arranjo são as parcelas do
somatório obtido do Fator de Arranjo. Logo, supõe-se a equação:
(
)
∑
=
elementos
FA
θ
a
(3.9)
onde o fator de arranjo possui a seguinte equação:
)()1()(2)(
...1
δθδθδθ
+−++
++++=
kdsenjNjkdsenjkdsenj
eeeFA
(3.10)
Daí, é possível escrever a matriz a(θ):
=
+−
+
))(1(
)(
1
)(a
δθ
δθ
θ
kdsenNj
kdsenj
e
e
M
(3.11)
[
]
T
))(1()(
1)(a
δθδθ
θ
+−+
=
kdsenNjkdsenj
ee L
(3.12)
onde o [ ]
T
significa a matriz transposta de a(θ).
28
Supondo estas proposições, pode-se mostrar o Fator de Arranjo como
sendo: A soma dos elementos do Vetor de Arranjo.
É no Vetor de Arranjo onde se deve inserir os “pesos” nos elementos
do arranjo de antenas. Dessa forma, multiplica-se esses elementos por outro
fator para que se obtenha outro vetor ou matriz, o qual também fornece outro
diagrama de irradiação. Este fator será chamado de vetor ou matriz pesos
denotado por W
3.3 ARRANJO COM SIMETRIAS
Simetrias pares e ímpares são consideradas no nosso estudo.
Sistemas com configurações planares e circulares são importantes para
projetos com antenas adaptativas; contudo o objetivo aqui é estudar diagramas
de irradiação que podem ser construídos com estruturas simétricas pares ou
ímpares de arranjos lineares; isto depende do número de elementos N.
3.3.1 Simetria Par
Nesse caso, têm-se arranjos lineares simétricos. As estruturas são
simétricas ao eixo de coordenadas z, como pode ser visto na Figura 16. Dessa
forma, as séries geradas pelo Fator de Arranjo e Vetor de Arranjo devem ser
adequadamente escritas considerando que, ao contar N, deve-se tomar um
intervalo compreendido entre [ -(N-1), N-1 ], visto na equação (3.13) abaixo.
[ ]
T
1)(a
))(1()()())(1(
δθδθδθδθ
θ
+−++−+−−
=
kdsenNjkdsenjkdsenjkdsenNj
eeee LL
(3.13)
A Figura 16 ilustra o caso de uma simetria par para um arranjo com N
elementos, sendo N obviamente, um número par. É importante observar que a
origem do eixo de coordenadas z não contém elementos. Dessa forma, o
número de elementos de antenas é igual para cada lado do eixo z onde estão
dispostos os elementos. É possível observar, na Figura 16, os pesos W
M
que
são aplicados a cada elemento. Posteriormente será definido esse vetor de
elementos de peso W.
29
Figura 16 – Sistema típico de arranjo linear par com respectivos pesos.
O Fator de Arranjo neste caso é: a soma de todos os elementos do
Vetor de Arranjo a
n
multiplicado por seu respectivo peso W
n
.
Pode-se escrever um vetor, ou matriz de pesos W como sendo:
[
]
MMMM
T
WWWWW
111
W
−−
= LL
(3.14)
Dessa maneira, o arranjo linear com um número par de elementos,
mostrado na Figura 16, é simetricamente ponderado, tal que o fator de arranjo
possa ser calculado como se segue:
)(
2
)12(
()(
2
1
1
)(
2
1
1
)(
2
)12(
(
......
θθθθ
kdsen
M
j
M
kdsenjkdsenjkdsen
M
j
MPAR
eWeWeWeWFA
−
−−
−
−
+++++=
(3.15)
onde N=2M é o número total de elementos do Arranjo.
Mais adiante, denota-se esses pesos como sendo:
[
]
N
T
WWW L
21
W =
(3.16)
3.3.2 Simetria Ímpar
Considera-se, agora, o arranjo da Figura 17. Este arranjo é simétrico e
contém um número N de elementos ímpar. É necessário observar que a origem
do eixo de coordenadas contém necessariamente um elemento da antena.
Esse elemento central tem, em algumas aplicações [9], um ganho
maior que os demais elementos, de forma a ampliar a diretividade da antena.
30
É observado, ainda na Figura 17, os pesos W
M
que são aplicados a
cada elemento. Notar que o elemento central é multiplicado pelo seu dobro do
peso, coerente com a afirmativa em que o elemento central da antena possui
um ganho mais acentuado que os demais.
Figura 17 – Sistema típico de arranjo linear ímpar com respectivos pesos.
Novamente, deve-se somar todas as contribuições exponenciais de
cada elemento do arranjo de antenas multiplicadas por seu respectivo peso.
)(
1
)(
21
)(
2
)(
1
......
θθθθ
kdsenjM
M
kdsenjkdsenjkdsenjM
M
ÍMPAR
eWeWWeWeWFA
+
−−−
+
++++++=
(3.17)
Devido a estas duas expressões, (3.15) e (3.17), para FA
PAR
e FA
ÍMPAR
,
e com (3.9) e (3.12) pode-se definir com mais clareza o Fator de Arranjo de
uma antena em termos do Vetor de Arranjo e do Vetor Peso. Assim tem-se:
)(aW
θ
⋅=
T
FA
(3.18)
O vetor Peso é escolhido para que o sistema encontre determinado
critério. No caso, geralmente, o critério é o cancelamento de lóbulos laterais.
Isso faz com que o sistema fique menos vulnerável à interferências de sinais
não desejados. Esta técnica é conhecida do inglês como Sibelobe Canceling. E
este possui grande aplicação em sistemas adaptativos.
Existem muitas maneiras de se construir a matriz pesos dos elementos
de antenas. De maneira conceitual, poder-se-ia adotar quaisquer valores para
W
n
desde que se gerasse assim um diagrama de irradiação coerente. No
entanto, são utilizadas técnicas conhecidas como funções janelas. A seguir são
abordadas algumas dessas técnicas.
31
3.4 TÉCNICAS DE FORMAÇÃO DOS VETORES PESO
Conforme comentado anteriormente, percebe-se que existem muitas
técnicas para obtenção da matriz pesos, ou ainda o vetor pesos dos elementos
do arranjo de antenas.
Muitas são as séries que se pode lançar mão para o cálculo dos
elementos de uma série. No decorrer do texto, são abordadas técnicas
utilizadas para projeto de sistemas com características fixas. No entanto, o
objetivo deste trabalho é automatizar o processo de obtenção desta matriz, de
modo que as técnicas a seguir servirão como um dos possíveis pontos de
partida para otimização de parâmetros do sistema, tendo por conseqüência a
otimização do vetor peso, o qual está presente na equação do fator de arranjo.
Lembrando de seções anteriores, onde o vetor peso foi introduzido, ou
ainda melhor, foi evidenciado na equação do fator de arranjo, devido a se
poder trabalhar com a mudança de ganhos dos elementos do arranjo de
antenas. No caso de sistemas sem este recurso, os pesos são muitas vezes
intuitivamente postos iguais, ou ainda fixados em um valor. Para exemplo de
ilustração, tem-se a série de Fibonacce, não elencada aqui, mas que é uma
série um tanto comum em deduções matemáticas para a engenharia.
As técnicas mais comuns adotadas para determinação dos pesos são
elencadas a seguir, onde a maioria delas são formulações matemáticas em que
se pode encontrar parcelas de séries:
• Binomial;
• Blackman;
• Hamming;
• Gaussian;
• Kaiser-Bessel;
• Dentre outros.
A título de ilustração, duas das séries listadas acima serão
exemplificadas. Contudo, não se aprofundará o assunto, pois como se observa
no decorrer do texto, os pesos devem ser calculados devido a especificação do
sistema.
32
Dessa forma, os sistemas tornam-se adaptativos e é possível formar o
sistema de interesse que é a antena inteligente, onde esta compõe um sistema
adaptativo.
3.4.1 Binomial
Essa técnica utiliza o Triângulo de Pascal para formar os pesos. Uma
representação desse triângulo pode ser vista na tabela abaixo para N=9
elementos. A formação desses triângulos é um processo imediato e deve-se
dizer, de passagem, que é de fácil implementação computacional, pois um
novo elemento é formado efetuando a soma dos elementos superiores
adjacentes [9]. Para exemplificar, admita que se queira formar o segundo
elemento da linha 4, ou seja, quando N=4. Assim, os elementos adjacentes
superiores valem 1 e 2 respectivamente, dessa forma, o segundo elemento da
linha N=4 será igual a 3.
Figura 18 – Triângulo de Pascoal.
Escolhendo um arranjo com N = 8 elementos, então se tem um vetor
peso da forma:
[
]
4321
W WWWW
T
=
(3.19)
Assim tem-se os valores:
W
1
= 35; W
2
= 21; W
3
= 7; W
4
= 1
Normalizando tem-se:
W
1
= 1; W
2
= 0,6; W
3
= 0,2; W
4
= 0,0286
33
Fica óbvio que o processo de normalização adotado foi o de dividir o
vetor pelo elemento de maior valor.
Novamente para finalizar:
[
]
0286,02,06,0116,02,00286,0W =
T
3.4.2 Blackman
De forma rápida e direta, pode-se dizer que os pesos de Blackman são
calculados seguindo a equação abaixo [9]:
))1/(2πcos(5,042,0)1(
−
−
=
+
NuuW
(3.20)
onde u se trata de um contador para a série discreta, onde u assume os
valores u = 0, 1, ..., N-1.
Para exemplificar, mostra-se para um arranjo de 8 elementos:
[
]
00983,04989,0114989,00983,00W =
T
Onde estes são valores normalizados da série de Blackman.
Da mesma maneira se procede com a técnica de Hamming, onde os
pesos são dados por:
))1/(2πcos(46,054,0)1(
−
−
=
+
NuuW
(3.21)
3.4.3 Formação Automática dos Pesos dos Elementos do Arranjo
Após exemplificar algumas técnicas de obtenção do vetor peso, é
possível agora discorrer sobre processos automáticos de formação de pesos
em elementos de antenas.
Esse processo exige a determinação de algumas regras, no caso
especificação de projeto, para que estas entrem como o ponto chave no critério
de parada quando se trata da obtenção de resultados matemáticos visando,
entre tudo, a convergência do sistema para um determinado ponto.
34
Neste trabalho, busca-se a otimização do número de antenas num
arranjo, tendo como objetivo principal a redução da taxa de sinal interferência
chamado SIR.
Para isto a seguinte técnica é apresentada: deve-se mudar os pesos
até que o nível de sinal seja muito elevado em relação ao nível do sinal
interferência. Assim o diagrama de radiação mudará para se ajustar a essa
nova situação. Notadamente, quando o sistema encontra esse diagrama de
irradiação, os pesos se manterão constantes até que o cenário mude
novamente.
3.5 TÉCNICAS DE SISTEMAS ADAPTATIVOS
Voltando às técnicas de sistemas adaptativos, o princípio fundamental
é o sistema se adaptar às novas condições de entrada ou ainda melhor,
quando o cenário em que o sistema está inserido mudar o sistema também
deve mudar seu comportamento para que as mesmas especificações sejam
atendidas.
De passagem, é possível dizer que sistemas com essas características
são considerados modernos, pois visam à utilização cada vez mais de: menos
potência, maior taxa de transmissão, menor vulnerabilidade às interferências,
dentre outras.
Considera-se um sistema onde se tem:
FA
FE
E
⋅
=
(3.22)
Onde:
jkr
e
r
LsenIjk
FE
−
=
π
θ
η
4
0
(3.23)
Quando a equação anterior é escrita dessa forma, pode-se inferir que
esta equação se refere ao campo elétrico próprio do elemento e teria que ser
expandida para atender os campos elétricos formados também pelos vários
35
elementos do arranjo de antenas. Para que seja considerado um arranjo, o
sistema deverá possuir no mínimo dois elementos.
(
)
∑
=
elementos
FA
θ
a
(3.24)
Ou melhor, para sistemas adaptativos:
)(aW
θ
⋅=
T
FA
(3.25)
Onde a matriz peso é inserida para que o sistema tenha controle sobre
a mudança de seu estado.
Desse modo, apresenta-se o vetor peso ou matriz peso:
[
]
N
T
WWW L
21
W =
(3.26)
Pode-se considerar então Vetor de Arranjo como sendo:
=
+−
+
))(1(
)(
1
)(a
δθ
δθ
θ
kdsenNj
kdsenj
e
e
M
(3.27)
Substituindo ambos os resultados na equação (3.25) obtêm-se o
seguinte sistema:
[ ]
⋅=
+−
+
))(1(
)(
21
1
δθ
δθ
kdsenNj
kdsenj
N
e
e
WWWFA
M
L
(3.28)
Multiplicando as duas matrizes tem-se:
))(1()(
21
...
δθδθ
+−+−
+++=
kdsenNj
N
kdsenj
eWeWWFA
(3.29)
36
Suponha-se um sistema onde as antenas evidenciam a chegada de
sinais oriundos de N fontes. No caso, é possível pensar realmente que estas N
fontes de sinais são: ora interferências (sinais não desejados), ora sinais
desejados, isto é, dados de comunicação.
De um modo geral, a equação (3.29) dá a intensidade do sinal
desejado. Pode-se escrever então que:
))(1()(
21
...
δθδθ
+−+−
+++=
kdsenNj
N
kdsenj
N
eWeWWS
(3.30)
É provável, nesse caso, a presença de no máximo N sinais de entrada;
onde N é o número de elementos do Arranjo de Antenas.
Para cada sinal, especifica-se como o sistema deve enxergar, ou tratar
esse sinal na sua entrada.
Têm-se os seguintes sinais:
[ ]
⋅=
+−
+
))(1(
)(
211
1
1
1
δθ
δθ
kdsenNj
kdsenj
N
e
e
WWWS
M
L
(3.31a)
[ ]
⋅=
+−
+
))(1(
)(
212
2
2
1
δθ
δθ
kdsenNj
kdsenj
N
e
e
WWWS
M
L
(3.31b)
.
.
.
[ ]
⋅=
+−
+
))(1(
)(
21
1
δθ
δθ
N
N
kdsenNj
kdsenj
NN
e
e
WWWS
M
L
(3.31c)
37
Mais uma vez é pertinente escrevê-los da forma:
))(1()(
211
11
...
δθδθ
+−+−
+++=
kdsenNj
N
kdsenj
eWeWWS
(3.32a)
))(1()(
212
22
...
δθδθ
+−+−
+++=
kdsenNj
N
kdsenj
eWeWWS
(3.32a)
.
.
.
))(1()(
21
...
δθδθ
+−+−
+++=
NN
kdsenNj
N
kdsenj
N
eWeWWS
(3.32a)
Agora se deve impor condições a esses sinais. É possível supor, a
exemplo como se fez com o vetor peso, quaisquer valores para esses sinais.
Pode-se receber os sinais ímpares, os pares, apenas os três primeiros sinais
que chegaram, ou apenas os quatro últimos, dentre outros. O que se quer
mostrar é o controle sobre o sistema. O trabalho vai num sentido de selecionar
sinais desejados e eliminar entradas de sinais de interferências no sistema.
Assim, é possível considerar, para efeito de ilustração, que os sinais
teriam seus valores como sendo:
[
]
[
]
ZBASSSS
N
LL
=
=
21
(3.33)
Com este resultado monta-se o sistema da seguinte forma:
AeWeWWS
kdsenNj
N
kdsenj
=+++=
+−+− ))(1()(
211
11
...
δθδθ
(3.34a)
BeWeWWS
kdsenNj
N
kdsenj
=+++=
+−+− ))(1()(
212
22
...
δθδθ
(3.34b)
.
.
.
ZeWeWWS
NN
kdsenNj
N
kdsenj
N
=+++=
+−+− ))(1()(
21
...
δθδθ
(3.34c)
38
Escrevendo na forma matricial chega-se a:
=
⋅
+−+−
+−+−
+−+−
Z
B
A
W
W
W
ee
ee
ee
N
kdsenNjkdsenj
kdsenNjkdsenj
kdsenNjkdsenj
NN
M
M
L
MMMM
L
L
2
1
))(1()(
))(1()(
))(1()(
1
1
1
22
11
δθδθ
δθδθ
δθδθ
(3.35)
Com este resultado, são proposto valores, como se havia comentado,
para a matriz
[
]
ZBAS L
=
, de modo que se permita assim encontrar
valores apropriados para a matriz
[
]
N
T
WWW L
21
W =
.
Este princípio permite que o sistema ajuste o diagrama de irradiação da
maneira que ele desejar. Basta para isso indicar quais sinais serão rejeitados e
quais serão permitidos a entrada do sistema.
Mais à frente, serão definidos que os sinais ou são interferências ou
são desejados. Neste caso, assume-se para a matriz S valores 0 e 1
respectivamente.
São considerados os diagramas de irradiação em 3D das figuras a
seguir como sendo todos aceitos no sistema.
Segue um diagrama 3D com o sistema de eixos coordenados:
Figura 19 – Diagrama de irradiação 3-D com eixos de coordenados retangulares.
39
Pode-se supor na Figura 20, que todos os diagramas de irradiação são
aceitos para as especificações do sistema. Por exemplo, todos atendem a uma
determinada SIR.
Contudo, quando se deseja garantir as características dos sistemas,
pode-se, assim, escolher qual diagrama se encaixaria melhor no caso em
questão, por exemplo, se todos os estes seguem a especificação de sistema,
porém nem todos possuem grande alcance. Então se deve selecionar (b) que
possui melhor diretividade para ser o diagrama fixado para este cenário.
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 20 – Diagramas de irradiação 3-D.
40
Do mesmo modo, quando se quer que o sistema se utilize de menos
energia, pode-se fazer que o diagrama em (d), na Figura 21, seja o escolhido.
Note que aqui não se está pondo em questão intensidade de sinal, e
estes são de grande importância em cálculos com processadores, pois
determinam o critério de parada.
Entretanto, é possível pensar de forma conceitual. Em capítulos mais a
frente investigar-se-á como o sistema se comporta e se escreverá os
resultados numéricos para tal.
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 21 – Mais exemplos de diagrama de irradiação 3-D.
41
Não seria estranho dizer que, com estes modelos matemáticos, o
problema se restringe a um cálculo de um sistema linear, onde a incógnita é o
vetor peso. Devido a isto, este estudo pode ser ampliado visando investigar as
várias técnicas de convergência de valores de resultados, refino numérico de
precisão, e todos os outros aspectos que a área de métodos numéricos retrata.
Pode-se pensar que algumas vezes o sistema não conseguirá convergir para
determinado valor. Este ponto deve ser tratado de forma cuidadosa, pois o
sistema terá que decidir qual outro estado ele assumirá se o sistema não
convergir.
De outro modo, o sistema pode e deve ser ajustado para seu estado
ótimo. Assim, quando se encontra uma resposta, é possível refinar esse valor
de modo que o sistema atinja a especificação dada e também possua o menor
gasto de energia por exemplo.
3.6 SEPARAÇÃO DE SINAIS DESEJADOS DE SINAIS NÃO
DESEJADOS
Num sistema com arranjos adaptativos, o lóbulo principal deve estar
apontado para o sinal desejado enquanto os lóbulos secundários ficam
espalhados para ambos os lados do lóbulo principal.
Dessa forma, algoritmos são gerados por processadores de sinais para
tratar essas particularidades.
Características do canal são importantíssimas para esse
processamento, pois eles devem servir de especificação para o sistema,
dependendo do caso em análise.
São motivos de preocupação devido ao canal de comunicação:
• Espalhamento
• Refração
• Reflexão
• Difração
42
Figura 22 – Efeitos do canal.
Na Figura 22, pode-se ver um enlace de comunicações onde são
evidenciados os vários possíveis efeitos do canal sobre o sinal direto.
Estes efeitos são a chave para entender o canal de comunicação. Eles
causam, acima de tudo, perda do sinal de comunicação e, por conseguinte,
pode diminuir a eficiência ou até mesmo fazer com que o sistema pare de
funcionar.
3.7 PROCESSOS DE ELIMINAÇÃO DE INTERFERÊNCIA
Quando se refere à separação de sinais, quase sempre se está tratando
da separação de sinais de interferência dos sinais desejados, ou seja sinais
para comunicação.
A melhor técnica de se fazer isso é com algoritmos beamforming. Alguns
são mostrados no Anexo 01.
Para se extrair resultados desses algoritmos, foram utilizadas duas
rotinas. Estas estão relacionadas no Anexo 02.
Uma delas, rotina #01, calcula o módulo do fator de arranjo e plota
diagramas de irradiação. A outra, rotina #02, calcula a SIR em dB. Ambas as
rotinas trabalham da mesma forma; elas estabelecem parâmetros – os pesos
para eliminação de interferências – criando um nulo na direção destas.
Reflexão
Espalhamento
Transmissor
Difração
Receptor
Refração
Caminho direto
43
Capítulo 4
4. RESULTADOS
Neste capítulo são apresentados os resultados obtidos neste trabalho.
Em todos eles foram considerados dois sinais, sendo um desejado e outro a
interferência.
4.1 RESULTADO 01 – Controle da SIR com arranjos lineares e
pequena diferença de ângulos de incidência
Foi verificado, através de simulações com arranjos de antenas
adaptativas, que existe uma relação entre o número de elementos do arranjo
de antenas necessários para atingir a SIR desejado e com a proximidade entre
os sinais.
Inicialmente, deve-se perceber que quanto mais próximos estiverem o
sinal de interferência e o sinal desejado, mais difícil é para o sistema atenuar o
sinal indesejado e aumentar o sinal desejado.
Esta dificuldade pode ser contornada aumentando o número N de
elementos de antenas no arranjo. Com isto, a largura do lóbulo principal é
reduzida e são criados mais lóbulos secundários com níveis muito baixos;
estes podem estar na direção do sinal interferente.
De acordo com as assertivas acima tem-se:
(NLS) = N – 2 (4.1)
onde NLS é o números de lóbulos secundários. Motivo este oriundo da
expressão:
(NTL) = N – 1 (4.2)
onde NTL é o número total de lóbulos, principal mais laterais.
É importante comentar que o diagrama de irradiação é mais diretivo
devido ao lóbulo principal se tornar mais delgado, ou seja, mais estreito.
Deste modo, é possível livrar-se de sinais de interferências indesejados
na entrada da antena.
44
Inicialmente tem-se na Figura 23 a SIR em função da quantidade de
elementos no arranjo N. Como esperado, quanto maior for a SIR desejada
maior deverá ser a quantidade de elementos no arranjo.
Aumento do N para compensação da SIR
0
5
10
15
20
25
30
35
40
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
Número de elementos
SIR dB
Figura 23 – Aumento de N para compensação da SIR.
Dessa forma, pode-se inferir que existe uma grande relação entre a
defasagem do ângulo de chegada do sinal desejado e o sinal interferente com
a quantidade de elementos de antenas no arranjo.
Para isto, é possível mostrar os diagramas de irradiação usando as
rotinas mostradas no anexo 02, com uma diferença de 5° entre o AoA do sinal
desejado e indesejado, sendo esta defasagem considerada como um ângulo
crítico na eliminação da interferência. Assim, faz-se o sinal desejado incidir em
10° e o sinal interferência incidir em 15°.
A seguir é possível observar diagramas de irradiação para N = 5, 10,
15 e 20 elementos. É interessante observar o estreitamento do lóbulo principal
e diretividade para 10° e nulo em 15°.
Considerando uma diferença de 5° entre os sinais, desejado e
interferente, tem-se nas Figuras 24, 25, 26 e 27 os diagramas de irradiação
para arranjo com vários tamanhos de N.
45
A seguir, na Figura 24, é possível ver os diagramas de irradiação para
N = 5, 10, 15 e 20 elementos:
Figura 24 – Diagrama de irradiação com N=5 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°.
Da mesma forma, tem-se o diagrama de irradiação para um arranjo
com N=10 elementos com ângulo de incidência do sinal desejado em 10° e
ângulo de incidência do sinal interferência a 15°, ver Figura 25.
Pode-se observar que o aumento de N implica em uma maior
diretividade, porém também ocorrem mais lóbulos laterais. A presença de mais
lóbulos implica em maior possibilidade de captar sinais indesejados.
46
Figura 25 – Diagrama de irradiação com N=10 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°.
Novamente, plota-se o diagrama de irradiação para um arranjo com
N=15 elementos com ângulo de incidência do sinal desejado a 10° e ângulo de
incidência do sinal interferência a 15°, ver Figura 26.
O efeito eletromagnético é como se a antena se negasse a receber o
sinal indesejado, não criando, portanto, um ganho considerável na direção do
ângulo de incidência deste sinal. De outro modo, o arranjo cria um nulo na
direção da interferência não irradiando, assim, campos nesta direção.
47
Figura 26 – Diagrama de irradiação com N=15 elementos com incidência do sinal
desejado a 10° e interferência a 15°.
Por fim, o diagrama de irradiação com N=20 elementos é obtido. Nota-
se, na Figura 27, que o feixe central é bastante diretivo e que o sinal de
interferência em 15° é muito atenuado, sempre lembr ando que a técnica de
eliminação de sinais indesejados é realizada limitando feixes no ângulo de
incidência deste sinal. Ver Figura 27.
48
Figura 27 – Diagrama de irradiação com N=20 elementos com incidência do
sinal desejado a 10° e interferência a 15°.
Nota-se a quantidade de lóbulos laterais e a redução da interferência
para este caso devido ao uso de muitos elementos no arranjo de antenas.
A diferença de AoA dos sinais que chegam ao arranjo continua
pequena neste caso. Diferenças pequenas são limitações básicas para o
sistema, pois dessa maneira, tornam difícil a separação de sinais desejados e
interferências.
49
4.2 RESULTADO 02 – Efeito da separação entre elementos de
antenas do arranjo
É possível analisar este resultado variando a distância ente os
elementos. Considera-se que o sinal desejado incide a 10° e o sinal interferente
incide a 15°. Neste caso, o número de elementos é o parâmetro que vai variar.
Na primeira curva, apresentada na Figura 28, a distância d equivale a
λ/4 ou
0,25 do comprimento de onda. Neste caso não se conseguiu uma SIR
tão elevada, mesmo utilizando um número grande de elementos no arranjo.
Na segunda curva, quando d equivale a λ/2 ou 0,5 do comprimento de
onda, a SIR máxima ultrapassou os 35 dB quando se utiliza 20 elementos. Um
caso interessante acontece quando d equivale a 3λ/4 ou 0,75 do comprimento
de onda. Apesar do arranjo não ultrapassar os 35 dB, este espaçamento entre
elementos permite uma SIR maior para todo valor de N.
Aumento do N para compensação da SIR
0
5
10
15
20
25
30
35
40
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19
Número de elementos
SIR dB
Distância entre elementos 0,25λ
Distância entre elementos 0,5λ
Distância entre elementos 0,75λ
Figura 28 – Aumento de N para compensação da SIR com variação de d.
50
Não obstante os resultados satisfatórios para o distanciamento dos
elementos do arranjo, não é interessante, do ponto de vista prático, utilizar-se
sempre do artifício de distanciar os elementos do arranjo para otimizar o valor
da SIR, pois se aumentaria bastante o tamanho total do arranjo. Contudo, é
muito importante, para o projeto de antenas, analisar qual a distância entre
elementos deve-se configurar o arranjo. Desse modo espera-se um consenso,
ou um comprometimento, entre o tamanho final do arranjo e a melhoria da SIR.
Desse modo, quase nunca é desejado um arranjo de tamanho
consideravelmente grande; contudo, quando se é necessário fazer ajuste ou
melhorias na relação sinal interferência, deve-se então alterar o tamanho do
arranjo para se alcançar uma SIR maior.
A seguir é possível observar, nas figuras 29, 30 e 31 os gráficos das
três situações onde se tem d=λ/4 ou 0,25λ; d=λ/2 ou 0,5λ; d=3λ/4 ou 0,75λ
respectivamente. Considera-se que os sinais estão a uma distância angular de
5°, com um número de elementos do arranjo igual a 10 elementos.
Figura 29 – Diagrama de irradiação com d = λ/4 ou 0,25λ.
É possível notar claramente que o lóbulo vai se estreitando com o
aumento de d. Desse modo fica mais fácil para o sistema capturar exatamente
o sinal desejado e eliminar sinais de interferências incidindo nas antenas.
51
Figura 30 – Diagrama de irradiação d = λ/2 ou 0,5λ.
Neste último gráfico, observa-se uma largura de feixe muito estreita em
relação aos demais.
Figura 31 – Diagrama de irradiação d = 3λ/4 ou 0,75λ.
52
4.3 RESULTADO 03 – Dados obtidos para diretividade central.
Foi verificado para o arranjo linear de antenas que, quando os sinais
desejados e indesejados estão incidindo mais próximos a 0°, ou seja, estão
próximos ao eixo de coordenadas z, o valor da relação sinal interferência é
melhorado consideravelmente.
Dessa forma, fixou-se a diferença entre o ângulo de incidência do sinal
desejado e o ângulo de incidência do sinal interferência em 10°.
Fez-se variar o ângulo de incidência do sinal mais afastado entre 60º e 10º de
modo que o outro sinal varie entre 50º e 0º. Neste caso foram obtidos
resultados tanto para o sinal desejado mais afastado do eixo z, quanto para o
sinal de interferência mais afastado do eixo z.
N=5 elementos
Considerando o sinal desejado mais afastado do eixo z
0
2
4
6
8
10
12
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição graus
SIR dB
Figura 32 – Variação do AoA de dois sinais N=5.
É possível perceber no gráfico acima, Figura 32, que: quanto mais
próximos de 0° os sinais estiverem, melhor é a rela ção sinal interferência. No
caso do gráfico, o sinal interferência é o sinal mais próximo ao eixo z.
Analisando do ponto de vista eletromagnético, pode-se dizer que este
fenômeno se deve ao fato do arranjo ser do tipo end-fire, ou seja, a irradiação
se estabelece ao longo do eixo de coordenadas z [10].
53
O próximo gráfico, Figura 33, segue o mesmo raciocínio, contudo
considera-se que o sinal desejado é o mais próximo do eixo de coordenadas z
dentre os dois sinais em análise.
N=5 elementos
Considerando o sinal desejado mais próximo do eixo z
0
2
4
6
8
10
12
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição graus
SIR dB
Figura 33 – Variação do AoA de dois sinais N=5.
Neste caso, o valor da SIR não foi atingida com a mesma intensidade
que o caso anterior. Contudo, pode-se perceber que o parâmetro SIR melhora
quando ambos os sinais se aproximam da região central da antena.
Um detalhe importante nesses dois resultados é o valor da SIR, mesmo
quando se está com os sinais próximos a diretividade central. Conseguiu-se
obter uma SIR maior que 10dB. Esse valor é muito baixo para muitos sistemas.
Esta limitação deve-se ao número de elementos envolvidos no arranjo.
Um número de elementos de antenas com N=5 não é suficiente para separar
sinais tão próximos com 10° de diferença entre os â ngulos de incidência dos
sinais. Este fato é evidenciado devido ao baixo valor da SIR apresentado no
gráfico da Figura 33; um pouco maior que 8dB.
Pode-se, entretanto, aumentar o número de elementos do arranjo de
antenas. Percebe-se que o valor da SIR é incrementado bem como a
existência de uma melhoria quando o ângulos de incidência dos sinais
analisados se aproximam do eixo de coordenadas z. Ver Figura 34.
54
N=10 elementos
Considerando o sinal desejado mais afastado do eixo z
0
5
10
15
20
25
30
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
posição
SIR dB
Figura 34 – Variação do AoA de dois sinais N=10.
Mais uma vez, tem-se a inversão dos sinais no que se refere à
proximidade ao eixo z. No gráfico da Figura 35 o sinal está mais próximo a 0°.
Novamente é possível concluir que o sistema não atingiu o mesmo valor da
SIR. Contudo, os resultados são melhores, assim como se conclui na primeira
parte dos resultados.
N= 10 elementos
Considerando o sinal desejado mais próximo do eixo z
0
5
10
15
20
25
30
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição
SIR dB
Figura 35 – Variação do AoA de dois sinais N=10.
55
Para finalizar a segunda seção de resultados obtidos, são mostrados,
nas figuras 36 e 37, gráficos com N=15 elementos de antenas. Previamente,
pode-se dizer que o valor da SIR aumentará por conseqüência da diretividade
do feixe. Contanto, mantêm-se o resultado de que quando os sinais estão
próximos do eixo z, existe uma melhora no valor da SIR.
N=15
Considerando o sinal desejado mais afastado do eixo z
0
5
10
15
20
25
30
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição
SIR dB
Figura 36 – Variação do AoA de dois sinais N=15.
N=15
Considerando o sinal desejado mais próximo do eixo z
0
5
10
15
20
25
30
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição
SIR dB
Figura 37 – Variação do AoA de dois sinais N=15.
56
Na Figura 38, têm-se todas as curvas mostradas acima para o caso em
que o sinal desejado está mais distante do eixo z. Desse modo:
Relação entre Números de elemento N de um arranjo e posição da
diferença dos AoA de cada sinal
Considerando o sinal desejado mais distante do eixo z
0
5
10
15
20
25
30
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição
SIR dB
N=5
N=10
N=15
Figura 38 – Variação do AoA de dois sinais N = 5, 10 e 15 elementos.
Nota-se, no gráfico da Figura 38, que existe um interessante resultado
quando se combinam os parâmetros de número de elementos N e a posição do
ângulo de incidência de dois sinais. Pode-se verificar que a melhor posição
para os sinais é quando o sinal desejado e não desejado estão incidindo em
20° e 30° respectivamente. De outro modo, quanto ma is afastado estão os
sinais do eixo z pior a relação sinal ruído.
Outro resultado é obtido levando-se em consideração a permuta dos
sinais de interferência com o sinal desejado. A análise se faz necessária
quando se quer propor especificações. Desse modo, tem-se o pior caso para
incidência de sinais.
57
A relação do exposto anteriormente pode ser vista no gráfico da Figura
39, como se segue adiante.
Relação entre números de elementos N de um arranjo e posição da diferença
do AoA de cada sinal considerando as duas posições para sinal desejado e
interferência
0
5
10
15
20
25
30
60&50 50&40 40&30 30&20 20&10 10&0
Posição
SIR dB
sinal desejado mais distante do eixo z N=5
sinal desejado mais distante do eixo z N=10
sinal desejado mais distante do eixo z N=15
sinal desejado mais próximo ao eixo z N=5
sinal desejado mais próximo ao eixo z N=10
sinal desejado mais próximo ao eixo z N=15
Figura 39 – Variação do AoA de dois sinais N = 5, 10 e 15 elementos para ambos os
casos de localização dos sinais.
Verifica-se que quando o sinal está mais distante do eixo z a melhor
posição para incidência de sinais é em 30° e interf erência em 20°. De outro
modo quando o sinal está mais próximo do eixo z a melhor posição para
incidência de sinais é em 10° e interferência em 20 °. Pode-se concluir que a
melhor posição para a interferência ser cancelada é quando ela incide em 20°.
Abaixo, é possível pode ver os gráficos em coordenadas retangulares
para sinal desejado incidindo em 30° e interferência a 20°, para N=10
elementos.
58
Figura 40 – Diagrama de irradiação devido a dois sinais: interferente a 20° e sinal a 30°.
Do mesmo modo anterior, sendo que agora o sinal incide em 10° e
interferência mantendo-se a 20°.
Figura 41 – Diagrama de irradiação devido a dois sinais: interferente a 20° e sinal a 10°.
59
4.4 RESULTADO 04 - Efeitos da variação linear do número de
elementos do arranjo N para grandes diferença de AoA entre os
sinais
Neste conjunto de resultados é analisada a variação do número de
elementos de antenas N, da mesma forma como no primeiro conjunto de
resultados. Agora, no entanto, tem-se uma diferença significativa na distância
angular entre os ângulos de chegada do sinal desejado e do sinal não
desejado.
Dessa forma, deve-se considerar que uma diferença de mais de 20°,
entre o ângulo de incidência do sinal desejado e o ângulo de incidência do sinal
interferência, representa uma grande diferença de AoA entre os sinais.
A seguir, é possível observar um gráfico com defasagens entre ângulos
de incidência AoA dos sinais menores que 15°. Este resultado era esperado,
uma vez que, pequenas defasagens e número de elementos pequenos, o
aumento do número de elementos significa um aumento do valor da SIR.
Variação da SIR(dB) por N
Pequenas diferenças
0
5
10
15
20
25
30
35
40
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
N
SIR dB
Diferença 05° Diferença 10° Diferença 15°
Figura 42 – Aumento de N e compensação da SIR e AoA’s para pequenas diferenças.
60
O resultado do gráfico da Figura 42 leva a acreditar que quanto mais se
aumenta o número de elementos melhor será o valor da SIR, ou seja o valor da
SIR aumenta com o número de elementos.
Quando os sinais não incidem muito próximos, tem-se uma grande
diferença de AoA entre os sinais. Admite-se que diferenças de mais de 20°
entre a incidência do sinal desejado e do sinal não desejado seja considerado
uma grande diferença.
O gráfico da Figura 43 mostra que: quanto mais os sinais são distantes
em graus, mais variável é o valor da SIR. Deste modo, o valor da SIR melhora
com o aumento do número de antenas. Contudo, quando a diferença de AoA
entre os sinais é considerável, esta situação faz com que o aumento da SIR
não seja mais proporcional ao aumento do número de elementos.
Variação da SIR(dB) por N
Grandes diferenças
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
N
SIR dB
Diferença 25° Diferença 45° Diferença 60°
Figura 43 – Aumento de N e compensação da SIR com AoA’s em grandes diferenças.
61
Nota-se deste modo, que a SIR para grandes diferenças de AoA varia
em uma faixa de 10 dB. Isto é ruim para estes tipos de sistemas, pois uma
otimização numa faixa de 3 dB se torna necessário.
Abaixo, é possível observar o gráfico da Figura 44 contendo pequenas
e grandes defasagens entre AoA dos sinais incidentes. O número de elementos
de antenas varia de 2 a 15 elementos e pode-se vez a influência do aumento
de diferença entre ângulos de incidência AoA dos sinais.
Variação da SIR(dB) por N
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
N
SIR dB
Diferença 05° Diferença 10° Diferença 15°
Diferença 25° Diferença 45° Diferença 60°
Figura 44 – Aumento de N para compensação da SIR e variação de AoA’s completos.
Conclui-se nesses resultados que uma otimização para grandes
diferenças dos ângulos de incidência dos sinais é desejável.
62
4.5 RESULTADO 05 – Variação do número de elementos N
linear versus não linear.
Considerando a otimização do número de elementos de antenas, um
fato importante a ser levantado é a quantidade de iterações a ser processada
para que o sistema obtenha uma SIR ótima.
Dessa forma, quando é variada a quantidade de elementos do arranjo,
para cada incremento necessita-se recalcular o diagrama de irradiação. Isto
aumenta demasiadamente o processamento.
É possível variar o incremento de elementos do arranjo por um fator de
N=2
i
, onde i é o número de iterações. O gráfico deve exibir, então, em qual
iteração se deve parar para que o sistema atinja a SIR mínima aceitável para o
sistema de interesse.
Uma alternativa para isto seria plotar o gráfico do número de iterações
versus a SIR. Para isto precisa-se considerar que o número máximo de
elementos deva ser N=32.
Deve-se estabelecer que a SIR mínima a ser atingida é 30 dB. Neste
caso, tem-se um sinal desejado incidindo a 0º e outro sinal interferência
incidindo a 5°.
O cálculo começa quando o número de elementos do arranjo é igual a
dois. Este é o mínimo de elementos que deve haver para se obter um arranjo.
Desse modo, é preciso incrementar um a um o número de elementos do
arranjo de antenas.
Na Figura 45, tem-se um gráfico onde está representado o valor da SIR
em Decibel versus o número de elementos de um arranjo. Notar que os sinais
desejado e interferência estão distantes de 5° um d o outro sendo o sinal
desejado que incide em 0° e sinal interferência inc idindo a 5°. O espaçamento
é da ordem: d=λ/2 ou 0,5 do comprimento de onda.
63
Valor da SIR dB versus N
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32
Número de elementos
SIR dB
Figura 45 – SIR Versus N.
Agora é considerado o número de iterações quando se varia N um a
um até se atingir a SIR mínima permitida no sistema. Lembrando: 30 dB. O
gráfico está representado na Figura 46.
SIR versus iterações
0
5
10
15
20
25
30
35
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
iterações
SIR dB
Variação linear de N
Figura 46 – SIR Versus N variação linear.
64
Nota-se que foram necessárias 16 iterações, ou seja, verificou-se que
houve dezesseis ajustes na rotina para que se atingisse o valor esperado de 30
dB.
Agora, considera-se que o número de elementos de antenas a ser
alcançado vale N=2
i
, ou seja uma equação não linear. Como no gráfico anterior
mostrado, SIR versus N, obteve-se o ponto ótimo em N=17 elementos, então
i=4 iterações atingiria a faixa de tolerância aceitável de SIR, a saber 28,20 dB.
O gráfico pode ser exibido agora.
SIR Versus iterações
0
5
10
15
20
25
30
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
Iterações
SIR dB
Variação não linear de N
Figura 47 – SIR Versus N variação não linear.
Nota-se que o valor mínimo para a SIR devido as especificações é de
30 dB e que esta foi atingida na 4ª iteração
Para comparar a velocidade de convergência para o valor ótimo da SIR
pode-se construir o gráfico abaixo com as duas formas de convergência: a
linear que incrementa N de um a um e a não linear, desse modo foi escolhido
uma função do tipo: N=2
i
ou ainda, i = log
2
N para ser usada no resultado.
Na Figura 48 tem-se duas curvas que representam os resultados
obtidos nas figuras 46 e 47.
65
SIR versus iterações
0
5
10
15
20
25
30
35
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
iterações
SIR dB
Variação linear de N Variação não linear de N
Figura 48 – SIR Versus N ambas variações.
Conclui-se que em 4(quatro) iterações com variação não linear do
número de elementos chegou-se a atingir a SIR mínima requerida do sistema.
De outro modo com a variação linear, atinge-se a SIR com 16(dezesseis)
iterações.
Este resultado mostra que se pode economizar tempo de execução de
rotinas e gasto de energia para tal devido à existência de poucas iterações.
66
Capítulo 5
5. CONCLUSÕES
Neste trabalho foram estudadas técnicas de beamforming em antenas
inteligentes, e assim processos de eliminação de sinais de interferências.
Algoritmos beamforming foram executados para diversas situações e tendo
sido estimado o parâmetro SIR.
Esse parâmetro é a chave para o algoritmo se adaptar ao cenário.
Considerando inicialmente o caso em que o sinal desejado incide muito
próximo ao sinal de interferência, ou seja, a diferença entre os AoA’s desses
sinais é muito pequena, verificou-se que, com o aumento do número de
antenas, a SIR aumentou o seu valor consideravelmente.
Gráficos de diagrama de irradiação foram mostrados para verificar o
deslocamento do lóbulo principal quando existe interferência muito próxima ao
sinal desejado. Isso acontece porque o sistema tenta garantir que a SIR seja o
maior valor possível.
Para uma segundo conjunto de resultados, mostrou-se que a distância
dos elementos influencia no compromisso entre SIR e número N de elementos
do arranjo. Desse modo o melhor resultado foi quando a separação entre
elementos é de d=3λ/4 ou 0,75 do comprimento de onda. O resultado foi
satisfatório para este valor; contudo o tamanho final do arranjo se tornaria
muito grande. Dessa forma, dependendo da especificação do sistema, pode-se
admitir uma distância entre os elementos igual a d=λ/2 ou 0,5 do comprimento
de onda. Foram mostrados gráficos em coordenadas polares do diagrama de
irradiação gerados pela configuração dos pesos dos elementos.
Para um terceiro conjunto de resultados, tratou-se de verificar onde o
sistema teria o valor da SIR elevada, caso o cenário não permanecesse
naquela região mas a defasagem entre o ângulo de incidência continuasse em
10°. Para isto manteve-se uma distância de 10° entr e os sinais de interferência
e o sinal desejado e fez-se variar a posição de ambos frente a um arranjo End-
Fire. O melhor resultado nesse caso é quando os sinais nestas condições se
aproximam do eixo z ou que para nosso caso é o 0°.
67
Na próxima seção de resultados, foi verificado os efeitos da variação
linear do número de elementos de arranjo N para grandes diferenças de
ângulos de incidência entre os sinais. Desse modo, inicialmente era previsto
que o número de elementos fizesse aumentar a SIR. Contudo verificou-se que
isto não é totalmente verdadeiro.
De acordo com os resultados obtidos, percebeu-se que quando os
sinais estão mais afastados um do outro, a SIR às vezes diminui com o
aumento do número de antenas. Isto é esperado em parte pois quando se tem
sinais afastados um do outro o processo de eliminação de interferências é
facilitado. Contudo, não se esperava que, o caso do com menos elementos
pudesse, fornecer resultados mais satisfatórios que com muitos elementos do
arranjo de antenas.
Um último resultado se dá quando se arrisca fazer otimização com o
valor de N para melhoria da SIR. Nesse caso, tentou-se aproximar as rotinas
para um processamento de DSP, por exemplo, para que o valor da SIR
convergisse para um valor ótimo com o menor esforço computacional possível.
Para isto, variou-se o número N de elementos do arranjo de forma linear e não
linear com uma função N=2
i
, onde i é o número de iterações.
Comprovando os resultados, verificou-se que, enquanto para o caso de
variação linear, necessitou-se de 16 (dezesseis) iterações, o mesmo valor da
SIR, para o caso não linear, foi obtido por apenas 4 (quatro) iterações.
68
REFERÊNCIAS
[1] Radiowave propagation and smart antennas for wireless communications, j.
Ramakrishna 2002 kluwer academic publishersnew york, boston, dordrecht,
london, Moscow
[2] Enhancing the Performance of Ad Hoc Wireless Networks with Smart
Antennas, B. Somprakash, R. Siuli, U.Tetsuro, Published in 2006 by Auerbach
Publications Taylor & Francis Group;
[3] Interferência Eletromagnética, Durval Sanches, 1ª Ed., Interciência, Rio de
Janeiro, BR, 2003
[4] fonte: Scientific American, julho 2003 volume 289, número 1] Smart
Antennas – they know where you are.
[5] Silva, Leonardo Wayland Torres. Otimização do controle eletrônico do
diagrama de irradiação de arranjos de antenas usando algoritmos genéticos
com codificação real / Leonardo Wayland Torres silva - Natal [RN], 2006.
[6] DSP Applications using C and The TMS320C6x DSK, Chassaing R,
Copyright © 2002 by John Wiley & Sons, Inc. (2002)
[7] Smart antenna engineering, El Zooghby, Ahmed, (Artech House mobile
communications series), 2005 ARTECH HOUSE, INC.
[8] Introduction to Electromagnetic Compatibility, C. R. Paul, 3
a
ed., Wiley &
Sons, NY, USA, 1992.
[9] Smart Antennas for Wireless Communications With MATLAB, F. B. Gross,
Copyright © 2005 by The McGraw-Hill Companies, Inc
69
[10] Adaptive array measurements in communications, M. A. Halim, Artec
house, 2001
70
ANEXOS
Anexo 01 - Circuitos beamforming: (com diagramas)
Circuito #01:
Figura 49 – Sistema típico com duas fontes de sinal e múltiplas saídas do beamformer.
Beamformer
AUX
-
(N
-
1) AUX
-
r
AUX
-
2
AUX
-
1 MAIN
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
Rede de processamento de sinais
Receptor
Arranjo linear
N 3 2 1
ENTRADAS
SAÍDAS
θ
i
θ
i
θ
i
θ
i
71
Circuito #02:
Figura 50 – Sistema típico com duas fontes de sinal e duas saídas do beamformer.
Receptor
Beamformer
AUX
-
A
MAIN
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
f
d
(t) f
i
(t)
Rede de processamento de sinais
Arranjo linear
N 3 2 1
ENTRADAS
SAÍDAS
θ
i
θ
i
θ
i
θ
i
Y
M
(t)
Y
A
(t)
Y
T
(t)
72
Circuito #03:
Figura 51 – Sistema típico com Três fontes de sinal fs(t) e duas saídas do beamformer.
Receptor
Beamformer
AUX
-
A
MAIN
Rede de processamento de sinais
Arranjo linear
N 3 2 1
ENTRADAS
SAÍDAS
Y
M
(t)
Y
A
(t)
Y
T
(t)
f
d
(t) f
1
(t) f
1
(t)
θ
1
θ
2
f
d
(t) f
1
(t) f
1
(t)
θ
1
θ
2
f
d
(t) f
1
(t) f
1
(t)
θ
1
θ
2
f
d
(t) f
1
(t) f
1
(t)
θ
1
θ
2
73
Circuito #04:
Figura 52 – Sistema típico com múltiplas fontes de sinal e duas saídas do beamformer.
Receptor
Beamformer
AUX
-
A
MAIN
Rede de processamento de sinais
Arranjo linear
N 3 2 1
ENTRADAS
SAÍDAS
Y
M
(t)
Y
A
(t)
Y
T
(t)
F
n
(t) f
m
(t) f
d
(t) f
1
(t) f
2
(t) f
3
(t)
O
O
O
O
O
O
74
Anexo 02 – Algoritmos beamforming: Códigos
Rotina #01
%----- Givens -----%
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
%% LMS Algorithm
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
d = .5; % element spacing in terms of wavelength d = lambda/2
N = input(' How many element do you want in uniform linear array? ');
% number of elements in array
%N=5;
thetaS = input(' What is the desired users AOA (in degrees)? ');
thetaI = input(' What is the interferers AOA(in degrees)? ');
%----- Desired Signal & Interferer -----%
T=1E-3;
t=(1:100)*T/100;
it=1:100;
S=cos(2*pi*t/T);
thetaS = thetaS*pi/180; % desired user AOA
I = randn(1,100);
thetaI = thetaI*pi/180; % interferer AOA
%- Create Array Factors for each user's signal for linear array ---%
vS = []; vI = [];
i=1:N;
vS=exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(thetaS)).';
vI=exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(thetaI)).';
%----- Solve for Weights using LMS -----%
w = zeros(N,1); snr = 10; % signal to noise ratio
X=(vS+vI);
Rx=X*X';
mu=1/(4*real(trace(Rx)))
%mu = input('What is step size?')
wi=zeros(N,max(it));
for n = 1:length(S)
x = S(n)*vS + I(n)*vI;
%y = w*x.';
y=w'*x;
e = conj(S(n)) - y; esave(n) = abs(e)^2;
% w = w +mu*e*conj(x);
w=w+mu*conj(e)*x;
wi(:,n)=w;
yy(n)=y;
end
w = (w./w(1)); % normalize results to first weight
75
%----- Plot Results -----%
theta = -pi/2:.01:pi/2;
AF = zeros(1,length(theta));
% Determine the array factor for linear array
for i = 1:N
AF = AF + w(i)'.*exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(theta));
end
figure
plot(theta*180/pi,abs(AF)/max(abs(AF)),'k')
xlabel('AOA (deg)')
ylabel('|AF_n|')
axis([-90 90 0 1.1])
%set(gca,'xtick',[-90 -80 -70 -60 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10
0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 60 70 80 90])
set(gca,'xtick',[-90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 15 20 30
40 50 60 70 80 90])
grid on
figure;
plot(it,S,'k',it,yy,'k--')
xlabel('No. of Iterations')
ylabel('Signals')
legend('Desired signal','Array output')
disp('%----------------------------------------------------------%')
disp(' ')
disp([' The weights for the N = ',num2str(N),' ULA are:'])
disp(' ')
for m = 1:length(w)
disp([' w',num2str(m),' = ',num2str(w(m))])
end
disp(' ')
figure;plot(it,abs(wi(1,:)),'kx',it,abs(wi(2,:)),'ko',it,abs(wi(3,:)),
'ks',it,abs(wi(4,:)),'k+',it,abs(wi(5,:)),'kd','markersize',2)
xlabel('Iteration no.')
ylabel('|weights|')
figure;plot(it,esave,'k')
xlabel('Iteration no.')
ylabel('Mean square error')
76
Rotina #02
%----- Givens -----%
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
%% LMS Algorithm
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
disp('Nova execução');
d = .5; % element spacing in terms of wavelength d = lambda/2
Ni = input('Numero inicial de antenas?')
Nf = input('Numero final de antenas?')
for N=Ni:Nf
d = .5; % element spacing in terms of wavelength d = lambda/2
thetaS = 0;
thetaI = 5;
%----- Desired Signal & Interferer -----%
T=1E-3;
t=(1:100)*T/100;
it=1:100;
S=cos(2*pi*t/T);
thetaS = thetaS*pi/180; % desired user AOA
I = randn(1,100);
thetaI = thetaI*pi/180; % interferer AOA
%- Create Array Factors for each user's signal for linear array -%
vS = []; vI = [];
i=1:N;
vS=exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(thetaS)).';
vI=exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(thetaI)).';
%----- Solve for Weights using LMS -----%
w = zeros(N,1); snr = 10; % signal to noise ratio
X=(vS+vI);
Rx=X*X';
mu=1/(4*real(trace(Rx)));
%mu = input('What is step size?')
wi=zeros(N,max(it));
for n = 1:length(S)
x = S(n)*vS + I(n)*vI;
%y = w*x.';
y=w'*x;
e = conj(S(n)) - y; esave(n) = abs(e)^2;
% w = w +mu*e*conj(x);
w=w+mu*conj(e)*x;
wi(:,n)=w;
yy(n)=y;
end
w = (w./w(1)); % normalize results to first weight
%----- Plot Results -----%
77
theta = -pi/2:.01:pi/2;
AF = zeros(1,length(theta));
% Determine the array factor for linear array
for i = 1:N
AF = AF + w(i)'.*exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(theta));
end
AFSd = 0;%zeros(1,length(theta));
for i = 1:N
AFSd = AFSd + w(i)'.*exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(thetaS));
end
AFSi = 0;%zeros(1,length(theta));
for i = 1:N'
AFSi = AFSi + w(i)'.*exp(1j*(i-1)*2*pi*d*sin(thetaI));
end
N;
SIRdB = 10*log10(abs(AFSd)/abs(AFSi));
disp(N)
disp(SIRdB)
clear all
end
% figure
% plot(theta*180/pi,abs(AF)/max(abs(AF)),'k')
% xlabel('AOA (deg)')
% ylabel('|AF_n|')
% axis([-90 90 0 1.1])
% set(gca,'xtick',[-90 -80 -70 -60 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10
0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 60 70 80 90])
% grid on
%
% figure;
% plot(it,S,'k',it,yy,'k--')
% xlabel('No. of Iterations')
% ylabel('Signals')
% legend('Desired signal','Array output')
%
% disp('%----------------------------------------------------------%')
% disp(' ')
% disp([' The weights for the N = ',num2str(N),' ULA are:'])
% disp(' ')
% for m = 1:length(w)
% disp([' w',num2str(m),' = ',num2str(w(m))])
% end
% disp(' ')
%
%
figure;plot(it,abs(wi(1,:)),'kx',it,abs(wi(2,:)),'ko',it,abs(wi(3,:)),
'ks',it,abs(wi(4,:)),'k+',it,abs(wi(5,:)),'kd','markersize',2)
% xlabel('Iteration no.')
% ylabel('|weights|')
% figure;plot(it,esave,'k')
% xlabel('Iteration no.')
% ylabel('Mean square error')
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Branco
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