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UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA MARIA
CENTRO DE TECNOLOGIA
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA
DESENVOLVIMENTO DE METODOLOGIA DO
PROJETO DO REATOR ELETRÔNICO AUTO-
OSCILANTE COM ENTRADA UNIVERSAL
DISSERTAÇÃO DE MESTRADO
Juliano de Pelegrini Lopes
Santa Maria, RS, Brasil
2010
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2
DESENVOLVIMENTO DE METODOLOGIA DO
PROJETO DO REATOR ELETRÔNICO AUTO-OSCILANTE
COM ENTRADA UNIVERSAL
por
Juliano de Pelegrini Lopes
Dissertação apresentada ao Curso de Mestrado do Programa de
Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, Área de Concentração em
Processamento de Energia: Eletrônica de Potência, da Universidade Federal de
Santa Maria (UFSM, RS), como requisito parcial para obtenção do grau de
Mestre em Engenharia Elétrica.
Orientador: Prof. Dr. Álysson Raniere Seidel
Santa Maria, RS, Brasil
2010
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3
Universidade Federal de Santa Maria
Centro de Tecnologia
Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica
A Comissão Examinadora, abaixo assinada,
aprova a Dissertação de Mestrado
DESENVOLVIMENTO DE METODOLOGIA DO
PROJETO DO REATOR ELETRÔNICO AUTO-OSCILANTE
COM ENTRADA UNIVERSAL
elaborada por
Juliano de Pelegrini Lopes
como requisito parcial para obtenção do grau de
Mestre em Engenharia Elétrica
COMISÃO EXAMINADORA:
Álysson Raniere Seidel, Dr.
(Presidente/Orientador)
Mauro Ceretta Moreira, Dr. (IFSC)
Fábio Ecke Bisogno, Dr. (UFSM)
Ricardo Nederson do Prado, Dr. (UFSM)
Santa Maria, 14 de janeiro de 2010.
4
Aos meus pais, Telmo e Ivone,
e ao meu irmão Luciano, pelo
apoio, amor e compreensão.
5
A minha namorada Marisa, pelo amor,
carinho, apoio e compreensão
em todos os momentos.
6
A Deus, pela benção divina
e proteção durante todos
os momentos da vida.
7
A
GRADECIMENTOS
Meus sinceros agradecimentos:
Ao professor Álysson Raniere Seidel, pela orientação e amizade. Pelo empenho e
dedicação desde o primeiro dia de trabalho. Pelos ensinamentos técnicos e exemplo de moral
e conduta durante todo o tempo de convivência. Pela paciência e ótimos exemplos de
profissionalismo e competência.
Ao professor Ricardo Nederson de Prado, por inicialmente, ter aceitado ser meu
orientador e acreditado no meu trabalho. Pela amizade e ensinamentos desde o início da
minha trajetória no GEDRE.
Ao professor Fábio Ecke Bisogno pela amizade e ajuda fundamental no
desenvolvimento do trabalho. Pelos ensinamentos técnicos e ótimos exemplos desde o
primeiro dia de convivência.
Aos professores da Graduação e da Pós-Graduação pelos conhecimentos técnicos
transmitidos e pela importante contribuição na formação dos alunos.
Aos colegas Engenheiros(as) Adriane Dutra, Alessandro Oliveira, André Kirsten,
Andressa Schittler, Carlos Barriquelo, Diogo Cândido, Gustavo Denardin, Jacson Hansen,
Leandro Roggia, Marco Dalla Costa, Murilo Cervi, Rafael Beltrame, Rafael Costa, Renata
Carnieletto e a todos os demais, que auxiliaram no desenvolvimento do trabalho, além da
amizade e companheirismo diários durante todo o mestrado.
Ao Mestre Engenheiro Rafael Pinto, pela grande amizade e companheirismo desde o
início da graduação, além das caronas diárias para a UFSM.
Ao Mestre Engenheiro Marcelo Freitas, pela amizade e companheirismo, além da
ajuda no desenvolvimento do trabalho dessa dissertação.
Aos acadêmicos de iniciação científica, que são essenciais para o desenvolvimento de
qualquer projeto no GEDRE. Em especial ao Vinícius Borin, Marson Schilitter e ao Paulo
Cezar Luz, pelo auxílio direto no trabalho.
8
Aos funcionários do NUPEDEE, Fernando, Anacleto e Zulmar, pelo suporte técnico e
amizade adquirida ao longo do curso.
A Cleonice, Arthur e Carlo, funcionários da secretaria da PPGEE, que contribuíram de
forma significativa em toda documentação para publicação desse trabalho.
Meus agradecimentos aos professores que aceitaram fazer parte da banca, pelas
contribuições dadas ao trabalho.
A Universidade Federal de Santa Maria, que forneceu uma estrutura adequada para
minha formação como Engenheiro Eletricista e durante o curso de Pós-Graduação.
Ao CNPq pelo suporte financeiro durante o curso de mestrado, e pela confiança no
meu trabalho.
9
RESUMO
Dissertação de Mestrado
Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica
Universidade Federal de Santa Maria
DESENVOLVIMENTO DE METODOLOGIA DO PROJETO
DO REATOR ELETRÔNICO AUTO-OSCILANTE
COM ENTRADA UNIVERSAL
AUTOR: JULIANO DE PELEGRINI LOPES
ORIENTADOR: ÁLYSSON RANIERE SEIDEL
Data e Local da Defesa: Santa Maria, 14 de janeiro de 2010.
Este trabalho apresenta a análise e o projeto de um sistema eletrônico com entrada
universal para alimentação de lâmpadas fluorescentes. O sistema é composto por um reator
eletrônico auto-oscilante com um circuito adicional, que permite manter a potência da
lâmpada no valor nominal independente da tensão de alimentação. O projeto do reator
eletrônico é dividido em etapas, que compreendem o projeto do filtro ressonante, do comando
auto-oscilante, do circuito adicional e a análise da oscilação auto-sustentada. Para viabilizar
uma metodologia de projeto adequada, o reator eletrônico é representado como um sistema de
controle. Para análise e projeto são utilizados a função descritiva e o critério de estabilidade
estendido de Nyquist. O reator eletrônico mantém as principais características do reator
eletrônico auto-oscilante tradicional. Além disso, o circuito adicional possui um número
reduzido de componentes, o que permite empregar o reator eletrônico em qualquer rede de
alimentação monofásica sem a necessidade de ajuste manual para escolha da tensão de
alimentação. São apresentados resultados de simulação e experimentais do protótipo
implementado.
Palavras-chave: lâmpada fluorescente; reator eletrônico; auto-oscilante; circuito de comando.
ABSTRACT
Master Thesis
Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica
Universidade Federal de Santa Maria
DESENVOLVIMENTO DE METODOLOGIA DO PROJETO
DO REATOR ELETRÔNICO AUTO-OSCILANTE
COM ENTRADA UNIVERSAL
DEVELOPMENT OF METHODOLOGY OF SELF-OSCILLATING
ELECTRONIC BALLAST DESIGN WITH
UNIVERSAL INPUT
AUTHOR: JULIANO DE PELEGRINI LOPES
ADVISOR: ÁLYSSON RANIERE SEIDEL
Place and date: Santa Maria, January 14
th
, 2010.
This work presents the design and analysis of an electronic system with universal
input to supply a fluorescent lamp. The system includes a self-oscillating electronic ballast
and an additional circuit which allows keeping the nominal lamp power although a variation
of the input voltage. The electronic ballast design comprises some steps: resonant filter
design, self-oscillating gate driver design, additional circuit design and stability test. The
electronic ballast is represented as a nonlinear control system in order to achieve a feasible
design methodology. Moreover, the system must be analyzed considering the describing
function method and the extended Nyquist stability criterion. The proposed electronic ballast
must maintain the main characteristics of the traditional self-oscillating electronic ballast.
Besides that, the additional circuit has a small number of components and it allows the input
voltage full range with automatic selection of the switching frequency. The design, simulation
and experimental results of the prototype are presented.
Keywords: fluorescent lamp, electronic ballast, self-oscillating, command circuit.
L
ISTA DE
I
LUSTRAÇÕES
Figura 1.1 - Percentual anual: (a) vendas de cada tipo de lâmpada – (b) lúmens em função do
tipo de lâmpada no mercado europeu ocidental .........................................................................2
Figura 1.2 - Filtro ressonante LC série C paralelo (L, C
S
, C
P
) ...................................................4
Figura 1.3 - Conversor half-bridge utilizado para variação da intensidade luminosa................5
Figura 1.4 - Reator eletrônico auto-oscilante (REAO)...............................................................6
Figura 1.5 - REAO com redes LR e CR.....................................................................................7
Figura 1.6 - Circuito equivalente para variação da intensidade luminosa..................................7
Figura 1.7 – Circuito equivalente do secundário........................................................................8
Figura 1.8 – (a) REAO – (b) primeira alternativa para variação da intensidade luminosa. (c)
segunda alternativa para variação da intensidade luminosa .......................................................9
Figura 1.9 - Circuito do REAO com detecção de presença e controle de luminosidade..........10
Figura 1.10 - Estratégia de controle de reatores eletrônicos baseada em indutor variável.......11
Figura 1.11 – Reator eletrônico com controle de intensidade luminosa ..................................12
Figura 1.12 - Intensidade luminosa x tensão CC do conversor implementado ........................13
Figura 2.1 - Lâmpadas fluorescentes: (a) LFT. (b) LFC ..........................................................17
Figura 2.2 - Construção das LFT..............................................................................................18
Figura 2.3 - Princípio de funcionamento de uma LFT .............................................................19
Figura 2.4 - Espectro de radiação e as cores correspondentes com relação ao comprimento de
onda ..........................................................................................................................................20
Figura 2.5 - Eficiência luminosa x temperatura de uma LF com tubo normal e com amálgama
de índio .....................................................................................................................................21
Figura 2.6 - Tensões e correntes em uma LF em um sistema com partida rápida ...................25
Figura 2.7 - Esquemático de uma LF considerando a resistência dos eletrodos ......................29
Figura 3.1 – Reator eletrônico auto-oscilante (REAO) ............................................................33
2
Figura 3.2 - Circuito do REAO com condições para oscilação auto-sustentada......................33
Figura 3.3 - (a) Circuito equivalente do secundário do REAO. (b) Formas de onda do circuito
equivalente................................................................................................................................35
Figura 3.4 - Diagrama de blocos do REAO..............................................................................36
Figura 3.5 - Impedância de entrada do filtro LCC ...................................................................37
Figura 3.6 - Potência x ângulo de fase da impedância do filtro LCC.......................................42
Figura 4.1 - REAO com entrada universal ...............................................................................46
Figura 4.2 - (a) Circuito equivalente do secundário. (b) formas de onda do circuito equivalente
..................................................................................................................................................47
Figura 4.3 - Diagrama de blocos do REAO com entrada universal .........................................48
Figura 4.4 - Diagrama de blocos simplificado do REAO com entrada universal ....................50
Figura 4.5 - Critério de estabilidade estendido de Nyquist ......................................................50
Figura 4.6 - Elementos do filtro ressonante..............................................................................54
Figura 4.7 - CEEN de um sistema genérico .............................................................................55
Figura 4.8 - Circuito adicional na entrada em operação...........................................................60
Figura 4.9 - Circuito adicional na condição de máxima tensão de barramento........................62
Figura 4.10 – Tensão e corrente na LF – (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS
(100 V/div, 200
mA/div, 20µs). (b) Tensão de entrada de 135 V
RMS
(100 V/div, 200 mA/div, 20µs) ..............65
Figura 4.11 – Tensão gate-source do interruptor S
2
– (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS
(10
V/div, 20µs). (b) Tensão de entrada de 135 V
RMS
(10 V/div, 20µs) ........................................65
Figura 4.12 – Diagrama estendido de Nyquist – (a) Tensão de entrada de 100 VRMS. (b)
Tensão de entrada de 135 V
RMS
................................................................................................66
Figura 4.13 – Diagrama estendido de Nyquist para tensão de entrada de 135 V
RMS
sem o
circuito adicional ......................................................................................................................67
Figura 5.1 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L
d
.............................69
Figura 5.2 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L
m
............................70
Figura 5.3 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de C
S
............................70
Figura 5.4 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de C
P
............................71
3
Figura 5.5 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L ..............................72
Figura 5.6 – Avaliação da oscilação auto-sustentada – (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS
. (b)
Tensão de entrada de 220 V
RMS
................................................................................................74
Figura 5.7 – Nova configuração do circuito adicional .............................................................74
Figura 5.8 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de R
d1
...........................75
Figura 5.9 – Curva potência x freqüência do filtro ressonante.................................................76
Figura 6.1 - Ângulo de fase da impedância do filtro ressonante do REAO com entrada
universal ...................................................................................................................................80
Figura 6.2 - Curva característica obtida experimentalmente para o transistor bipolar 2N2222A
..................................................................................................................................................83
Figura 6.3 - Esquemático do circuito do REAO com entrada universal ..................................84
Figura 6.4 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente no braço D
Z3
-D
Z4
– (a) 115
V
RMS
. (b) 220 V
RMS
..................................................................................................................84
Figura 6.5 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente no interruptor S
2
– (a) 115
V
RMS
. (b) 220 V
RMS
..................................................................................................................85
Figura 6.6 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente na LF – (a) 115 V
RMS
. (b) 220
V
RMS
..........................................................................................................................................86
Figura 6.7 - Simulação das formas de onda de tensão em L
d
– (a) 115 V
RMS
. (b) 220 V
RMS
...86
Figura 6.8 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente em T
SC
– (a) 115 V
RMS
. (b)
220 V
RMS
...................................................................................................................................87
Figura 6.9 - REAO com entrada universal implementado .......................................................88
Figura 6.10 - Foto do protótipo do REAO com entrada universal implementado ...................88
Figura 6.11 - Formas de onda de tensão e corrente no braço D
Z3
-D
Z4
– (a) 115 V
RMS
(10 V/div
50 mA/div; 20 s/div). (b) 220 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)..................................89
Figura 6.12 - Formas de onda de tensão e corrente no interruptor S
2
– (a) 115 V
RMS
(50 V/div
500 mA/div; 20 s/div). (b) 220 V
RMS
(100 V/div 500 mA/div; 20 s/div)............................90
Figura 6.13 - Formas de onda de tensão e corrente na entrada do REAO universal – (a) 115
V
RMS
(100 V/div 1A/div; 10 ms/div). (b) 220 V
RMS
(250 V/div 1 A/div; 10 ms/div)..............91
Figura 6.14 - Formas de onda de tensão e corrente na LF – (a) 115 V
RMS
(100 V/div 200
mA/div; 20 s/div). (b) 220 V
RMS
(100 V/div 200 mA/div; 20 s/div) ...................................91
4
Figura 6.15 - Formas de onda de tensão e corrente em L
d
– (a) 115 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div;
20 s/div). (b) 220 V
RMS
(10 V/div 200 mA/div; 20 s/div) ...................................................92
Figura 6.16 - Formas de onda de tensão e corrente em T
SC
– (a) 115 V
RMS
(10 V/div 50
mA/div; 20 s/div). (b) 220 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div) .......................................92
Figura 6.17 – Diagrama estendido de Nyquist – (a) Tensão de entrada 115 V
RMS
. (b) Tensão
de entrada 220 V
RMS
.................................................................................................................93
Figura 6.18 – Formas de onda para tensão de entrada de 100 V
RMS
– LF
(100 V/div 200
mA/div; 20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)................................94
Figura 6.19 - Formas de onda para tensão de entrada de 110 V
RMS
– LF
(100 V/div 200
mA/div; 20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)................................94
Figura 6.20 - Formas de onda para tensão de entrada de 127 V
RMS
– LF
(100 V/div 200
mA/div; 20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)................................94
Figura 6.21 - Formas de onda para tensão de entrada de 230 V
RMS
– LF
(100 V/div 200
mA/div; 20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)................................95
Figura 6.22 – Gráfico P x V
in
da LF.........................................................................................95
L
ISTA DE
T
ABELAS
Tabela 4.1 – Estratégia de Projeto............................................................................................51
Tabela 4.2 – Parâmetros do REAO com entrada universal (primeiro exemplo)......................64
Tabela 5.1 – Parâmetros do REAO com entrada universal (segundo exemplo) ......................73
Tabela 6.1 – Parâmetros do REAO com entrada universal (exemplo final) ............................89
L
ISTA DE
A
BREVIATURAS E
S
IGLAS
EPE Empresa de Pesquisa Energética
LF Lâmpada fluorescente
ELCF European Lamps Companies Federation
GLS Lâmpadas Incandescentes
LFT Lâmpada fluorescente tubular
LFC Lâmpada fluorescente compacta
LCD Display de cristal líquido
HID Lâmpada de descarga de alta pressão
REAO Reator Eletrônico Auto-Oscilante
ZVS Comutação suave
CC Corrente Contínua
LDR Resistor dependente da luz
EMI Interferência eletromagnética
CA Corrente Alternada
NBR Norma brasileira
IRC Índice de reprodução de cores
UV Radiação ultravioleta
NEMA National Electrical Manufacturers Association
U.S.EPA United States Environmental Protection Agency
ANSI Amerian National Standards Institute
SoS Soma dos quadrados das correntes nos terminais
VCO Voltage controlled oscillator
CIs Circuitos integrados
S
IMBOLOGIA
C
APÍTULO
1
C
P
Capacitor paralelo ressonante
C
S
Capacitor série ressonante
L indutor série ressonante
CFP Correção do fator de potência
L
1
Indutor série ressonante
TC Transformador de corrente
L
P
Enrolamento primário do TC
L
S1
,L
S2
Enrolamento secundário do TC
D
Z1
,D
Z4
Diodos zener 1 a 4
L
d
Indutor de variação da intensidade luminosa
R
d
Resistor para variação da intensidade luminosa
i
mag
Corrente magnetizante do TC
V
ctrl
Tensão variável do circuito de comando
C Capacitor do circuito de comando
R Resistor do circuito de comando
i
s
Corrente do filtro ressonante refletida para o secundário
T, Q
1
, Q
2
Transistor do circuito para variação da intensidade luminosa
i
d
Corrente no indutor de variação da intensidade luminosa
T
4
Transistor do circuito de variação da intensidade luminosa
C
r1
, C
r2
Capacitor do circuito de comando
L
r1
, L
r2
Indutor do circuito de comando
R
r1
Resistência do circuito de comando
C
APÍTULO
2
R
h
Resistência quente dos eletrodos
R
c
Resistência fria dos eletrodos
i
cp
Corrente no capacitor paralelo ressonante
i
L
Corrente na LF
R
e
Resistência dos eletrodos
C
APÍTULO
3
E Tensão contínua de barramento
R
Q
Resistor de carga
R
Q
Capacitor de carga
R
M
Resistor do circuito de disparo
D
5
Diodo do circuito de disparo
R Resistência equivalente da LF
S
1
, S
2
Interruptor do REAO
L
m
Indutância magnetizante do TC
2
i
z
Corrente zener
i
m
Corrente magnetizante
G
F
(s) Função de transferência do filtro ressonante
V
ab
Tensão aplicada ao filtro ressonante
G
M
(s) Função de transferência da indutância magnetizante
V
Z
Tensão zener
n Relação de espiras do TC
K Constante K
Z
IN
Impedância de entrada
Z
S
Impedância série
Z
P
Impedância paralela
ω Frequência angular
ϕ Ângulo da impedância do filtro ressonante
V
ef
Componente fundamental da tensão
P
n
(R) Potência nominal da LF
P
ig
(100) Potência na ignição da LF
C
APÍTULO
4
L
d
Indutor do circuito adicional
R
d
Resistência equivalente do transistor
T
SC
Transistor do circuito adicional
R
1
, R
2
Resistor do circuito adicional
i
d
Corrente em L
d
D
6
-D
9
Diodo do circuito adicional
D
ZC
Diodo zener do circuito adicional
G
SC
(s) Função de transferência do circuito adicional
N Função descritiva
G(s) Função de transferência dos elementos lineares
V
min
Mínima tensão da rede de alimentação
V
max
Máxima tensão da rede de alimentação
f
smin
Mínima freqüência de comutação
f
smax
Máxima freqüência de comutação
R(P) Resistência equivalente da LF
i
p
Corrente do primário do TC
V
CE
Tensão coletor-emissor de T
SC
E Máxima tensão de barramento
E
min
Mínima tensão de barramento
i
1min
Mínima corrente sobre R
1
i
2
Corrente sobre R
2
G Gate do interruptor S
2
S Source do interruptor S
2
i
b
Corrente na base de T
SC
V
2
Tensão sobre R
2
E
max
Máxima tensão de barramento
i
bmax
Máxima corrente na base de T
SC
C
B
Capacitor eletrolítico do barramento
3
C
APÍTULO
5
R
d1
Resistor fixo do circuito adicional
Q
o
Fator de qualidade do filtro ressonante
C
APÍTULO
6
P
Z
Potência do diodo zener
L
ms
Indutância magnetizante do secundário
f
sm
Máxima freqüência de comutação
V
DZC
Tensão do diodo zener
V
BE
Tensão base-emissor de T
SC
fi
g
Freqüência de ignição
f
rp
Freqüência de ressonância em regime permanente
P
out
Potência na LF
P
in
Potência na entrada
η Rendimento
A
NEXO
B
E
ca
Energia da rede de alimentação
f
ca
Freqüência da rede alimentação
V
max
Máxima tensão de barramento
V
min
Mínima tensão de barramento
S
UMÁRIO
C
APÍTULO
1
1 I
NTRODUÇÃO
.......................................................................................................................1
1.1 Objetivo do trabalho ...................................................................................................3
1.2 Revisão Bibliográfica .................................................................................................3
1.3 Organização do trabalho...........................................................................................14
C
APÍTULO
2
2 L
ÂMPADAS
F
LUORESCENTES
.............................................................................................15
2.1 Conceito....................................................................................................................15
2.2 Tipos e Nomenclatura...............................................................................................15
2.3 Aplicação..................................................................................................................17
2.4 Construção e função de cada elemento ....................................................................17
2.5 Quantificação do mercúrio em lâmpadas fluorescentes ...........................................18
2.6 Princípio de funcionamento das LF de cátodo quente..............................................19
2.7 Estabilização da corrente em regime permanente ....................................................21
2.7.1 Flicker (Cintilamento) ........................................................................................22
2.8 Características quanto a alimentação das lâmpadas fluorescentes ...........................22
2.9 Perdas nos eletrodos .................................................................................................23
2.9.1 Ânodo .................................................................................................................23
2.9.2 Cátodo.................................................................................................................24
2.10 Características de ignição .........................................................................................24
2
2.10.1 Tensão de circuito aberto..................................................................................26
2.11 Fim da vida útila de uma LF.....................................................................................26
2.12 Fatores que influenciam na vida útil da lâmpada .....................................................26
2.13 Tipos de ignição e efeitos na vida útil da LF............................................................28
2.14 Impacto da variação da freqüência na vida útil da lâmpada.....................................29
2.15 Conclusão .................................................................................................................29
C
APÍTULO
3
3 R
EATOR
E
LETRÔNICO
A
UTO
-O
SCILANTE
–
REAO............................................................31
3.1 Introdução.................................................................................................................31
3.2 Descrição e princípio de funcionamento do REAO .................................................32
3.3 Procedimento de projeto...........................................................................................36
3.3.1 Projeto do filtro ressonante LCC........................................................................37
3.4 Conclusão .................................................................................................................43
C
APÍTULO
4
4 R
EATOR
E
LETRÔNICO
A
UTO
-O
SCILANTE COM
E
NTRADA
U
NIVERSAL
..............................44
4.1 Introdução.................................................................................................................44
4.2 Descrição e princípio de funcionamento do REAO com entrada universal.............45
4.2.1 Análise do REAO com entrada universal como um sistema de controle...........47
4.2.1.1 Métodos para análise.............................................................................48
4.2.1.2 Critério de estabilidade estendido de Nyquist.......................................49
4.3 Etapas e Estratégia de projeto do REAO com entrada universal .............................51
4.3.1 Dados de projeto.................................................................................................52
4.3.2 Projeto do filtro ressonante LCC........................................................................53
4.3.3 Projeto do circuito de comando..........................................................................53
4.3.3.1 Projeto da indutância magnetizante.......................................................56
3
4.3.4 Projeto do circuito adicional...............................................................................58
4.3.4.1 Determinação da máxima freqüência de comutação.............................58
4.3.4.2 Projeto do indutor L
d
..............................................................................59
4.3.4.3 Projeto dos resistores R
1
e R
2
.................................................................60
4.3.4.4 Início da operação do circuito adicional................................................60
4.3.4.5 Circuito adicional na máxima tensão de barramento.............................61
4.3.5 Avaliação da oscilação auto-sustentada .............................................................62
4.4 Exemplo de projeto do REAO com entrada universal .............................................63
4.4.1 Resultados experimentais ...................................................................................64
4.5 Conclusão .................................................................................................................67
C
APÍTULO
5
5 A
DEQUAÇÃO DE
P
ROJETO DO
REAO
COM
E
NTRADA
U
NIVERSAL
.....................................68
5.1 Introdução.................................................................................................................68
5.2 Alternativas de projeto do REAO com entrada universal ........................................68
5.3 Adequação do projeto do filtro ressonante...............................................................72
5.4 Possível modificação no circuito adicional ..............................................................74
5.5 Conclusão .................................................................................................................77
C
APÍTULO
6
6 I
MPLEMENTAÇÃO DO
REAO
COM
E
NTRADA
U
NIVERSAL
..................................................78
6.1 Introdução.................................................................................................................78
6.2 Determinação dos parâmetros do REAO com entrada universal .............................78
6.2.1 Dados de projeto.................................................................................................78
6.2.2 Projeto do filtro ressonante.................................................................................79
6.2.2.1 Determinação do ângulo de fase da impedância....................................79
6.2.2.2 Determinação do capacitor série ressonante..........................................80
4
6.2.2.2 Determinação do capacitor paralelo ressonante....................................80
6.2.2.2 Determinação do indutor ressonante.....................................................80
6.2.3 Projeto do circuito de comando..........................................................................81
6.2.4 Projeto do circuito adicional...............................................................................82
6.2.4.1 Determinação da máxima freqüência de comutação.............................82
6.2.4.2 Determinação de L
d
................................................................................82
6.2.4.3 Projeto dos resistores R
1
e R
2
.................................................................82
6.2.5 Avaliação da estabilidade ...................................................................................83
6.3 Resultados de simulação...........................................................................................83
6.4 Resultados experimentais .........................................................................................87
6.5 Avaliação da oscilação auto-sustentada ...................................................................93
6.6 Resultados experimentais para tensões intermediárias.............................................93
6.7 Gráfico Potência x Tensão de entrada.......................................................................95
6.8 Conclusão..................................................................................................................96
C
ONCLUSÃO
G
ERAL
..................................................................................................................97
R
EFERÊNCIAS
B
IBLIOGRÁFICAS
.................................................................................................99
A
NEXOS
...................................................................................................................................104
A
NEXO
A
–
F
OLHAS DE
D
ADOS DO
D
IODO
Z
ENER
...................................................................105
A
NEXO
B
–
C
ÁLCULO DO
C
APACITOR DE
B
ARRAMENTO
.........................................................106
A
NEXO
C
–
F
OLHAS DE
D
ADOS DO
MOSFET .........................................................................107
A
NEXO
D
–
P
UBLICAÇÕES
O
RIUNDAS DO
T
EMA DA
D
ISSERTAÇÃO
.........................................108
CAPÍTULO 1
1 I
NTRODUÇÃO
Após a crise energética nacional ocorrida em 2001, que foi evidenciada através das
freqüentes falhas no abastecimento de energia elétrica, conhecidas como apagões, a
preocupação com o consumo de energia elétrica aumentou ainda mais devido ao receio da
ocorrência de novas falhas no abastecimento e energia. Considerando o crescimento
econômico do país e o conseqüente aumento na demanda de energia, que até 2013 deve
crescer em aproximadamente 13% [1], segundo a Empresa de Pesquisa Energética (EPE), o
governo brasileiro tem investido na produção de energia elétrica.
Com relação aos sistemas de iluminação artificial, as lâmpadas fluorescentes (LF) são
uma das formas mais clássicas para economia de energia elétrica, pelo fato de possuírem uma
alta eficiência e uma maior vida útil, com relação às lâmpadas incandescentes. As LF
possuem diversas aplicações, tanto nas áreas comerciais, como nas áreas residenciais e
industriais. A tecnologia de iluminação fluorescente tem alcançado um grande
desenvolvimento nos últimos anos, permitindo que, no caso de Lâmpadas Fluorescentes
Tubulares, estas tenham atingido uma eficiência luminosa acima de 100 lm/W e um índice de
reprodução de cores de até 85.
A European Lamps Companies Federation (ELCF) realizou em 2006 uma pesquisa
em que mostrou a situação do mercado de diversas fontes de iluminação artificial. Essa
pesquisa relacionou o total de vendas com os lúmens produzidos no mercado europeu
ocidental [2]. A Figura 1.1(a) mostra que as Lâmpadas Incandescentes (GLS) superam os
demais tipos de lâmpadas em unidades vendidas anualmente, apesar da baixa eficiência,
aproximadamente 12 lm/W. Já as Lâmpadas Fluorescentes Tubulares (LFT) e Lâmpadas
Fluorescentes Compactas (LFC), embora apresentem uma eficiência luminosa de 60 e 100
lm/W, respectivamente, somadas representam 21% das unidades vendidas.
Na Figura 1.1(b) é mostrado que as LF representam menos de 25% das unidades
vendidas, entretanto, representam 49% dos lúmens produzidos nos sistemas de iluminação.
2
Desse percentual, quase que a totalidade dos lúmens, 47%, são produzidos pelas LFT.
Contudo, as LFC, por apresentarem maior praticidade de operação [4], tendem a crescer no
mercado dos sistemas de iluminação, aumentando a quantidade de lúmens produzidos pelas
LF, assim como o número de unidades vendidas por esse tipo de lâmpada de descarga.
(a) (b)
Figura 1.1 - Percentual anual: (a) vendas de cada tipo de lâmpada – (b) lúmens em função do tipo de lâmpada no
mercado europeu ocidental [2]
As LF precisam de uma alta tensão para sua ignição (partida) [4]-[6] e ter limitada a
corrente em regime permanente. Para isso, utilizam-se circuitos limitadores de corrente,
denominados reatores, que podem ser eletrônicos ou eletromagnéticos. Os eletromagnéticos,
ainda bastante utilizados, apresentam ruído audível e cintilamento em baixa freqüência (120
Hz) [7]. Os eletrônicos, que operam em alta freqüência, possuem menor peso e volume. Os
reatores eletrônicos proporcionam um aumento do fluxo luminoso para uma mesma potência,
o que aumenta a eficiência do sistema e também propiciam um acréscimo de 33% de
luminosidade, se comparados aos reatores eletromagnéticos [4]. Os reatores eletrônicos vêm
substituindo os reatores eletromagnéticos numa taxa crescente de aproximadamente 20% ao
ano [8].
Os reatores eletrônicos auto-oscilantes são uma alternativa eficiente e de baixo custo
para a alimentação das LF. Contudo, novos reatores com possibilidade de variação da
intensidade luminosa, correção do fator de potência (CFP) e proteções contra tensões e
correntes elevadas vêm sendo cada vez mais desenvolvidos, contrastando com seu custo ainda
elevado, o que dificulta uma maior aceitação no mercado dos sistemas de iluminação.
3
1.1 Objetivo do trabalho
O objetivo do trabalho é o desenvolvimento de uma metodologia de projeto de um
reator eletrônico auto-oscilante (REAO) com entrada universal, através da característica de
potência x freqüência do filtro ressonante que alimenta a LF, para manter a potência da
lâmpada no valor nominal independente da tensão de alimentação. A metodologia de projeto é
dividida em etapas que compreendem: dados de projeto, projeto do filtro ressonante, projeto
do circuito de comando, projeto do circuito adicional e avaliação da oscilação auto sustentada.
1.2 Revisão Bibliográfica
Nessa seção será feita uma revisão bibliográfica de artigos relacionados com o tema da
dissertação. Os artigos estudados abordam análises de filtros ressonantes para aplicação em
reatores eletrônicos, métodos de variação da intensidade luminosa das LF e algumas
aplicações do REAO.
O projeto de um reator eletrônico depende do filtro ressonante, para que a lâmpada
tenha elevada eficiência e vida útil. Em [9] é apresentada uma análise de várias topologias de
filtros ressonantes para aplicação em reatores eletrônicos. A análise é baseada no ângulo de
fase entre a corrente e a tensão aplicada ao filtro.
Um filtro ressonante bem projetado deve atender os seguintes requisitos: ignição da
lâmpada, possibilidade de comutação suave (ZVS), ausência de corrente contínua (CC) na LF,
pré-aquecimento dos filamentos e seleção da banda de freqüência desejada.
Dentre as configurações de filtros ressonantes existentes, foram analisadas as
seguintes: LC série, L série C paralelo, C série LC paralelo, LC série C paralelo, LC série L
paralelo, L série LC paralelo e LC série LC paralelo. A configuração que atende todos os
requisitos: partida instantânea, comutação suave, ausência de corrente CC, capacitor série
para retirar nível CC, pequeno capacitor paralelo para evitar superaquecimento dos filamentos
da lâmpada é a configuração LC série C paralelo, mostrada na Figura 1.2.
4
Figura 1.2 - Filtro ressonante LC série C paralelo (L, C
S
, C
P
)
Essa configuração de filtro ressonante é analisada em [10], onde são consideradas as
características de ignição e de variação da intensidade luminosa através da variação da
freqüência de operação do reator que alimenta a LF.
A freqüência de ignição deve ser igual à freqüência de ressonância do filtro LCC, para
garantir uma tensão elevada suficiente na lâmpada, facilitando a partida. Quanto mais distante
da freqüência de ressonância for a freqüência de ignição, menor o valor da tensão atingida
sobre o capacitor paralelo (C
P
), e mais difícil é a partida, considerando o mesmo pré-
aquecimento dos filamentos.
A variação da intensidade luminosa em baixos níveis de potência não é aconselhada
devido ao aumento da potência reativa, as perdas significativas nos filamentos e ao aumento
do efeito skin. Esses fatores reduzem a eficiência do reator, chegando ao valor aproximado de
20%, quando uma lâmpada de 40 W apresenta aproximadamente 2,5 W, e quase 100% de
eficiência quando a lâmpada está em sua potência nominal [10].
Existem diversos métodos de variação da intensidade luminosa das LF, como:
variação da freqüência de operação do reator que alimenta a LF, variação da tensão contínua
de barramento, variação da razão cíclica, entre outros. Em [11] foi apresentado um estudo
comparativo entre os métodos de variação da intensidade luminosa por variação da freqüência
e por variação da tensão de barramento, utilizando para alimentação da lâmpada um conversor
half-bridge com estágio de CFP, mostrado na Figura 1.3.
No método da variação da freqüência, o estágio PFC disponibiliza uma tensão de
barramento constante. Controlando a freqüência de comutação dos interruptores, a reatância
do indutor ressonante do filtro (L
1
) é alterada, desse modo, a potência da lâmpada pode ser
ajustada.
5
Figura 1.3 - Conversor half-bridge utilizado para variação da intensidade luminosa
Essa técnica de variação da intensidade luminosa é simples e muito difundida nos
reatores eletrônicos comerciais, contudo, a sensibilidade da potência na lâmpada para a
freqüência de comutação aumenta significativamente com a diminuição do nível de
luminosidade, diminuindo a controlabilidade do reator.
Variação da intensidade luminosa por variação da tensão contínua de barramento, com
freqüência de comutação constante: nesse método é controlada a tensão de barramento, ao
contrário do método anterior. A freqüência de operação do reator é fixa e deve ser maior que a
freqüência de ressonância do filtro ressonante para garantir a comutação ZVS, diminuindo as
perdas de comutação.
Os filamentos da LF são aquecidos pela corrente da lâmpada e pela corrente do
capacitor paralelo do filtro (C
P
). A resistência quente dos filamentos pode ser de 4 a 6 vezes
maior que o valor da resistência fria. Quando é alterada a intensidade luminosa da lâmpada, a
potência dos filamentos pode ser reduzida, assim como a temperatura, que se diminuída em
excesso pode ser insuficiente para manter o arco da LF estável. Desse modo, é desejável
manter a potência dos filamentos constante em todo processo de variação da intensidade
luminosa, garantindo uma vida mais longa para a LF. A potência dos filamentos aumenta com
a diminuição da potência da LF no método de variação da intensidade luminosa por variação
da freqüência. No método de variação da intensidade luminosa por variação da tensão de
barramento, a potência dos filamentos permanece constante, sendo esse método mais
aconselhado considerando esse critério.
O projeto do REAO é complexo, o que torna esse reator eletrônico difundido na
literatura. Em [12] é apresentada a análise e o projeto do circuito do REAO mostrado na
Figura 1.4.
6
Figura 1.4 - Reator eletrônico auto-oscilante (REAO)
O circuito do REAO não pode ser analisado com técnicas de controle clássico para
sistemas lineares. Isso, porque o sistema apresenta um comportamento não linear, originado
da troca de estado dos interruptores do conversor half-bridge, que liga e desliga o filtro
ressonante ao barramento de tensão contínua, retificada e filtrada. Para análise do REAO
devem-se utilizar técnicas de análise de circuitos não lineares. Em [12], a análise e o projeto
são feitos através da função descritiva e do critério de estabilidade estendido de Nyquist,
técnicas que permitem que sejam determinadas as equações de projeto para o REAO, assim
como a avaliação de uma oscilação auto-sustentada.
Em [13] são apresentadas duas possibilidades de variação da intensidade luminosa por
variação da freqüência de operação do REAO. Essas possibilidades são derivadas do fato de
que os parâmetros que definem a freqüência de operação do reator são a indutância de
magnetização do Transformador de Corrente (TC), representado por L
S1
, L
S2
e L
P
, e a tensão
sobre os diodos zener dos secundários (D
Z1
-D
Z4
). As alternativas de variação da intensidade
luminosa propostas consistem na inclusão de um braço B
D
no circuito de comando, que pode
ser uma rede LR ou CR, mostradas na Figura 1.5.
7
Figura 1.5 - REAO com redes LR e CR
A inclusão de uma rede LR permite aumentar a freqüência de comutação do REAO
através da alteração no valor do resistor R
d
. Quanto menor o valor do resistor, maior a
freqüência, e conseqüentemente, menor a potência da LF.
A rede CR diminui a freqüência de comutação do REAO. Desse modo, a potência da
lâmpada aumenta quanto menor for o valor de R
d
.
Um circuito para variação da intensidade luminosa por variação da freqüência do
REAO é proposto em [14]. Na Figura 1.6 é mostrado o circuito equivalente do método de
variação da intensidade luminosa proposto.
Figura 1.6 - Circuito equivalente para variação da intensidade luminosa
8
Para a variação da freqüência, deve-se controlar a corrente magnetizante (i
mag
) através
da mudança da magnitude da tensão aplicada sobre o secundário do TC, alterando assim a
inclinação de i
mag
. O problema a ser resolvido é como controlar a tensão do secundário do TC.
Uma possível solução é mostrada na Figura 1.7, onde pode-se controlar a tensão sobre o
secundário através do controle da carga do capacitor C, em paralelo com o resistor R. A
freqüência de comutação cresce com o aumento da tensão V
ctrl
, ou seja, com a alteração dessa
tensão, é alterada a inclinação de i
mag
, que somada com a corrente senoidal i
S
refletida do
primário do TC, altera a freqüência de comutação do conversor half-bridge.
Figura 1.7 – Circuito equivalente do secundário
O REAO possui diversas aplicações para variação da intensidade luminosa, pelo fato
de possuir comando auto-oscilante, que possibilita a variação automática da freqüência. Em
[15] é proposta uma aplicação do REAO para variação da intensidade luminosa, mostrada na
Figura 1.8.
9
Figura 1.8 – (a) REAO – (b) primeira alternativa para variação da intensidade luminosa. (c) segunda alternativa
para variação da intensidade luminosa
A variação da intensidade luminosa é obtida através da variação da freqüência de
comutação do REAO que alimenta a LF. O controle do fluxo luminoso é baseado no sinal de
um resistor dependente da luz (LDR). O aumento da freqüência é controlado através da
corrente no indutor de variação da intensidade luminosa (L
d
). O LDR deve ler o nível de
iluminação do ambiente e através da variação da sua resistência fazer o controle da corrente
de base dos transistores (T, Q
1
/Q
2
), mostrados nos circuitos das Figuras 1.8(b) e 1.8(c),
respectivamente. Dessa maneira, a corrente do coletor dos transistores é aumentada, assim
como a corrente i
d
, levando a alteração da freqüência, desde que os transistores operem na
região linear.
Em [16] é proposta outra aplicação do REAO para variação da intensidade luminosa,
que consiste em um reator eletrônico com detecção de presença e variação automática da
luminosidade utilizando um microcontrolador. É utilizado o método da variação da freqüência
do comando auto-oscilante para controle da potência da LF, de acordo com a luminosidade do
ambiente. A topologia proposta é mostrada na Figura 1.9.
10
Figura 1.9 - Circuito do REAO com detecção de presença e controle de luminosidade
A função do microcontrolador é fazer a aquisição dos sinais do sensor de presença e
do sensor de luminosidade, LDR, processá-los e controlar a intensidade luminosa da LF e o
‘ligamento’ ou ‘desligamento’ do reator eletrônico, que é feito através de um circuito auxiliar
conectado ao comando auto-oscilante, onde o transistor T
4
desliga o REAO através de um
curto circuito no secundário do TC.
É apresentado em
[17] um método de controle alternativo para reatores eletrônicos,
baseado em um indutor variável do filtro ressonante, cujo circuito é mostrado na Figura 1.10.
A freqüência de comutação nesse método é mantida constante, enquanto a tensão de entrada
do conversor ou a razão cíclica são alteradas. Algumas vantagens apresentadas na
configuração proposta são isolação no controle, características de controle mais lineares,
potência constante nos filamentos e alta eficiência. A variação da intensidade luminosa por
variação da freqüência apresenta algumas desvantagens como, por exemplo, alta interferência
eletromagnética (EMI), baixa eficiência em baixas potências, pequena linearidade na variação
da intensidade luminosa e elevada potência nos filamentos em baixos níveis de luminosidade,
se a LF for alimentada por um filtro ressonante com capacitor em paralelo com a lâmpada.
[17], [18].
11
Figura 1.10 - Estratégia de controle de reatores eletrônicos baseada em indutor variável
Em [19] é apresentado um REAO bi-volt (127 – 220 V). O sistema proposto consiste
em um REAO tradicional com circuito auxiliar, cuja função é ler a tensão do barramento,
comparar com um valor de referência e atuar no controle da potência da LF. Quando a tensão
de alimentação for 127 V
RMS
, o circuito auxiliar fica desligado e o REAO opera com uma
freqüência fixa pré-determinada. Quando a tensão de entrada for 220 V
RMS
, o circuito auxiliar
atua aumentando a freqüência de comutação do conversor half-bridge, para compensar o
aumento da tensão de entrada do filtro ressonante, mantendo a potência da lâmpada no seu
valor nominal.
Em [20] são apresentadas seis alternativas para variação da intensidade luminosa das
LF, utilizando reatores eletrônicos com comando auto-oscilante e variação da intensidade
luminosa por variação da freqüência. Na Figura 1.11 é mostrada uma das alternativas.
12
Figura 1.11 – Reator eletrônico com controle de intensidade luminosa
O circuito de comando do reator eletrônico da Figura 1.11 difere do circuito de
comando do REAO tradicional, pois os elementos que definem a freqüência de comutação
formam um circuito ressonante, através dos capacitores C
r1
e C
r2
, e dos indutores L
r1
e L
r2
. O
indutor L
r2
é acoplado com o indutor do filtro ressonante (L), garantindo a auto-oscilação do
reator eletrônico. O indutor L
r1
atua na ignição da LF, garantindo que no momento da partida,
a defasagem angular entre a tensão e a corrente aplicada ao filtro ressonante seja nula, ou seja,
o reator opera na freqüência de ressonância.
A freqüência de comutação pode ser alterada nesse circuito através da inserção do
resistor R
r1
no circuito ressonante. Alterando o valor desse resistor, é alterada a freqüência de
comutação do conversor e conseqüentemente a potência da LF. Os outros circuitos para
variação da intensidade luminosa propostos em [20] derivam da mesma idéia de alteração da
freqüência através de um resistor no circuito ressonante. Contudo, além do resistor associado
ao circuito ressonante, indutores ou resistores de valor fixo podem ser inseridos, visando
limitar a máxima freqüência de operação do reator eletrônico.
Em [21] são apresentadas alternativas para variação da intensidade luminosa de uma
LF alimentada por um REAO tradicional, utilizando a variação da intensidade luminosa por
variação da tensão contínua de barramento aplicada ao reator eletrônico. O objetivo da patente
é fornecer alternativas para converter um REAO sem possibilidade de variação da intensidade
luminosa em um REAO com possibilidade de variação da intensidade luminosa, sem
alteração no circuito do reator eletrônico, apenas com a inserção do um bloco entre a rede de
alimentação e o reator. Esse bloco constitui-se de um conversor CA-CC que permite uma
13
tensão de saída variável (40 V até 380 V), regulando assim a potência da LF de acordo com a
tensão contínua de saída desse conversor. Como exemplo, é implementado um conversor
flyback para avaliação da idéia e obtenção de resultados. A freqüência de oscilação do
comando auto-oscilante é dependente da carga, ou seja, da resistência equivalente da LF.
Quando a potência da lâmpada é alterada, a resistência equivalente é alterada, com isso, a
freqüência de comutação do reator eletrônico também muda. No conversor implementado, é
avaliada a variação da freqüência de acordo com a variação da tensão contínua de saída do
conversor, para saber o quanto a freqüência interfere na variação da intensidade luminosa da
LF. Segundo [21], a variação da freqüência do reator eletrônico é menor que 30% para toda a
variação da tensão de saída (40 - 380 V) do conversor flyback.
A Figura 1.12 mostra a variação da intensidade luminosa da LF utilizada com relação
à variação da tensão contínua de saída do conversor flyback.
Figura 1.12 - Intensidade luminosa x tensão CC do conversor implementado
Através da Figura 1.12 é possível perceber a grande variação da intensidade luminosa
da LF em função da variação da tensão contínua aplicada à entrada do reator eletrônico.
Conclui-se que a variação da intensidade luminosa deve-se principalmente à variação da
tensão de saída do conversor flyback, e não pela variação da freqüência de operação do reator
eletrônico, que ocorre devido à variação da resistência equivalente da LF.
14
1.3 Organização do trabalho
O capítulo 1 apresentou a introdução e o objetivo do trabalho. Foi realizada também
uma revisão bibliográfica relacionada ao tema da dissertação.
No capítulo 2 é mostrado um estudo sobre as LF. São abordados conceito, princípio de
funcionamento e fatores que influenciam na vida útil da lâmpada, entre outros aspectos. Esse
capítulo é determinante para o desenvolvimento do trabalho e o projeto do reator eletrônico
proposto.
O capítulo 3 apresenta o REAO, seu princípio de funcionamento e metodologia de
projeto do filtro ressonante empregado. O funcionamento do REAO deve ser entendido para
que, no capítulo 4, seja introduzido o REAO com entrada universal.
No capítulo 4 é apresentado o REAO com entrada universal. Seu princípio de
funcionamento e metodologia de projeto são demonstrados, além de um exemplo de projeto,
que mostra a necessidade de adicionar um projeto interativo à metodologia proposta.
O capítulo 5 mostra o projeto interativo que deve ser acrescido à metodologia de
projeto. É feita uma variação dos parâmetros do REAO com entrada universal, utilizando
como ferramenta de análise o critério de estabilidade estendido de Nyquist (CEEN).
No capítulo 6 é apresentada a implementação do REAO com entrada universal,
considerando a metodologia desenvolvida nos capítulos 3, 4 e 5. São mostrados resultados de
simulação e experimentais do protótipo montado em laboratório.
O último capítulo apresenta as conclusões finais acerca do REAO com entrada
universal e dos resultados obtidos, que comprovam que a metodologia de projeto
desenvolvida satisfaz todas as condições de operação do REAO com entrada universal.
15
CAPÍTULO 2
2 L
ÂMPADAS
F
LUORESCENTES
Desde o seu surgimento, em meados da década de 40, as LF continuam em
desenvolvimento, com novas técnicas e novos materiais. No aspecto físico-químico, vem
sendo buscada a melhoria na sua eficiência e na reprodução de cores, como por exemplo, as
LF T8 da linha Lumilux da OSRAM, que apresentam eficiência luminosa 18% superior as LF
T8 padrão, além de um índice de reprodução de cores (IRC) elevado, de 80 a 89, comparado
ao IRC das LF T8 padrão, que varia de 50 a 79 [22]. No aspecto da engenharia elétrica, é
dado ênfase no desenvolvimento dos dispositivos de alimentação, ignição e controle de
corrente, além de técnicas para melhorar a eficiência das lâmpadas.
Nesse capítulo são apresentadas as LF, seu conceito, tipos, princípio de
funcionamento, métodos de ignição, além de outras características gerais do aspecto físico
químico, que são importantes para um bom projeto de um sistema de iluminação fluorescente.
2.1 Conceito
De acordo com a NBR14418, 1999, a LF é uma lâmpada de descarga de vapor de
mercúrio em baixa pressão, onde a maior parte da luz é emitida por uma ou mais camadas de
fósforo excitadas pela radiação ultravioleta da descarga.
2.2 Tipos e Nomenclatura
Existem dois tipos de LF: sem eletrodos (electrodeless) e com eletrodos. As lâmpadas
sem eletrodos apresentam algumas características que as diferenciam, como por exemplo, o
fato de possuírem ignição e re-ignição instantâneas, pois não necessitam de pré-aquecimento
dos filamentos [23]. Outra característica que difere as lâmpadas sem eletrodos é a forma de
16
acionamento, que pode ser vários tipos, como: capacitivo, indutivo, por microondas, entre
outras.
As LF com eletrodos podem ser de dois tipos: tubulares (LFT) e compactas (LFC).
Quanto ao cátodo, são classificadas como de cátodo quente e cátodo frio. As LF de cátodo
frio, caracterizadas pela emissão de elétrons através do efeito de campo elétrico, possuem um
cátodo cilíndrico de ferro de amplas dimensões, comparado aos eletrodos com tungstênio do
sistema de cátodo quente, que proporciona longa vida útil à lâmpada. O cátodo cilíndrico das
LF de cátodo frio é recoberto com uma camada de óxidos emissores de elétrons, que
bombardeiam a camada interna de fósforo do tubo da lâmpada. Em operação, os eletrodos
atingem uma temperatura térmica de 150 ºC. As LF de cátodo frio possuem a metade da
capacidade de emissão de uma LF de cátodo quente, necessitando do dobro do tamanho. Esse
sistema caiu em desuso para sistemas de iluminação residencial, devido haver, atualmente,
uma tendência mundial de compactação das lâmpadas e das luminárias [24]. Entretanto, as LF
de cátodo frio têm sido utilizadas como back light para aumentar a visibilidade em monitores
de computador e outros equipamentos que utilizam tela de cristal líquido (LCD).
As LF de cátodo quente possuem eletrodos de tungstênio espiralados, recobertos com
uma camada de óxidos emissores de elétrons, que assim como nas LF de cátodo frio,
bombardeiam a camada interna de fósforo do tubo da lâmpada. Existem dois tipos básicos de
sistemas fluorescentes de cátodo quente desenvolvidos: um com pré-aquecimento, de uso
mais abrangente e comum no Brasil, e outro, o sistema de operação sem pré-aquecimento, que
é identificado pela existência de um único pino em cada extremidade da lâmpada. Esse
sistema sem pré-aquecimento é utilizado em aplicações especiais, mais comuns na Europa e
Estado Unidos. Em operação, o tungstênio no sistema de cátodo quente atinge uma
temperatura térmica de aproximadamente 900 ºC, ideal para emissão termiônica [25], [26].
A nomenclatura das LF tubulares é geralmente designada por um T, que identifica a
lâmpada como sendo tubular, acrescida do diâmetro do tubo em oitavos de polegada. Alguns
fabricantes utilizam a letra F para designar LF. Assim, uma LF T5 apresenta diâmetro de 5/8
polegadas. Nas Figuras 2.1(a) e (b) são mostradas as LFT e LFC, respectivamente.
17
(a)
(b)
Figura 2.1 - Lâmpadas fluorescentes: (a) LFT. (b) LFC [27]
2.3 Aplicação
As aplicações das LF vão desde o uso doméstico, passando pelo industrial e chegando
ao uso laboratorial. Nesse caso, são amplamente utilizadas sem cobertura de fósforo, para
equipamentos de esterilização por radiação ultravioleta (UV). Outra aplicação bastante
utilizada é para bronzeamento artificial, onde as lâmpadas devem ter um equilíbrio nas
radiações UV A e B, além de potências elevadas, que variam de 80 a 400 W.
2.4 Construção e função de cada elemento
A seguir são mostrados os elementos que fazem parte de uma LF e suas respectivas
funções.
Bulbo: pode ser linear, circular, em W ou em U. Tem a função sustentação mecânica e
aprisionamento do gás inerte da lâmpada;
Camada de fósforo: reveste internamente o tubo. Sua função é transformar a radiação
ultravioleta em radiação visível;
Eletrodos (filamentos): têm a função de facilitar a transferência da corrente dos
condutores de alimentação para o gás;
Vapor de mercúrio: sua função é emitir radiação UV;
Gás inerte: tem a função de facilitar a ignição da lâmpada, proteger os filamentos
contra o bombardeio excessivo de íons e aumentar a eficiência do processo de emissão da
radiação UV;
Hastes metálicas: têm a função de impedir o rápido enegrecimento das extremidades
das lâmpadas;
18
Bases: têm função de conexão entre a lâmpada e a luminária;
Bulbo exaustor: local por onde o ar é exaurido do tubo durante o processo de
fabricação e por onde é introduzido o gás inerte no tubo. Usualmente, é utilizado o argônio ou
uma mistura de argônio e neônio como gás inerte nas LF. Uma alternativa é a adição do
criptônio, que possui um potencial de excitação e ionização maior que o do mercúrio. Assim,
as colisões entre os elétrons e os átomos de criptônio não afetam diretamente as características
da radiação ótica emitida pela LF [28]. Durante cada colisão, a direção dos elétrons é alterada,
sendo equivalente a aumentar a distância entre os eletrodos, o que permite, através da inserção
do criptônio, que seja reduzido o tamanho da LF [28]. Na Figura 2.2 são mostrados os
elementos que compõem uma LF.
Figura 2.2 - Construção das LFT [29]
2.5 Quantificação do mercúrio em lâmpadas fluorescentes
As lâmpadas que contém mercúrio (fluorescente, mista, vapor de mercúrio, vapor de
sódio e vapor metálico) apresentam vantagens com relação às lâmpadas que não contém,
como por exemplo, eficiência luminosa de 3 a 6 vezes maior, vida útil de 4 a 15 vezes
superior, além de redução no consumo de energia elétrica de aproximadamente 80% [30].
Contudo, o mercúrio é um metal reconhecidamente tóxico, que pode contaminar o solo, as
plantas, os animais e a água. Por isso, existe atualmente, uma preocupação com o descarte das
LF. As grandes empresas têm se adequado às legislações ambientais, remetendo as lâmpadas,
depois de usadas, a empresas de reciclagem. Ao contrário, as lâmpadas de uso residencial,
geralmente são descartadas sem nenhum cuidado, ou são misturadas com os demais resíduos
não inertes.
19
A quantidade de mercúrio de uma LF pode variar de acordo com o tipo de lâmpada, o
fabricante e o ano de fabricação. Ao longo dos anos, essa quantidade vem diminuindo
significativamente. Existe um estudo realizado pela National Electrical Manufacturers
Association (NEMA), que mostra que a quantidade de mercúrio das LF foi reduzida em
aproximadamente 40%, entre os anos de 1995 e 2000. Segundo a United States
Environmental Protection Agency (U.S.EPA), a quantidade de mercúrio de uma LF de 40 W é
atualmente 21 mg aproximadamente. Com relação às espécies do mercúrio de uma LF,
existem controvérsias quanto à sua quantidade. Dados fornecidos pela NEMA indicam que
0,2% estão sob a forma de mercúrio elementar, no estado de vapor. Os outros 99,8% estão sob
a forma Hg2+, absorvido pela camada de fósforo e o vidro [31].
2.6 Princípio de funcionamento das LF de cátodo quente
Quando uma LF é submetida a um potencial elevado, como mostrado na Figura 2.3, a
circulação da corrente elétrica através dos eletrodos origina a liberação de elétrons. Esses
elétrons colidem com os átomos de mercúrio, provocando o deslocamento de um elétron no
átomo para uma órbita de maior nível de energia, que ocorre pela absorção da energia cinética
do elétron. Essa situação é instável e por isso o elétron retorna para a sua órbita original,
liberando energia na forma de radiação UV com comprimentos de onda de aproximadamente
253,7 nm e 184,9 nm (ver Figura 2.4) [4], [5], [26], [29], [32]. Esses comprimentos de onda
não são visíveis ao olho humano, que compreende a faixa de 380 a 770 nm. A camada de
fósforo que reveste as paredes internas do tubo da lâmpada absorve a radiação UV com os
dois comprimentos de onda citados, contudo, apenas a radiação constituída pela linha
ressonante com comprimento de onda de 253,7 nm é convertida em luz visível [26].
Figura 2.3 - Princípio de funcionamento de uma LFT [3]
20
Figura 2.4 - Espectro de radiação e as cores correspondentes com relação ao comprimento de onda [33]
O fósforo é um composto orgânico, que quando excitado por radiação UV do espectro
do mercúrio, emite radiação num comprimento de onda visível ao olho humano. Para uma
melhor eficiência da lâmpada, o fósforo que reveste o tubo deve absorver o máximo da
radiação UV produzida pela lâmpada e convertê-la em radiação visível. Além da eficiência, o
IRC e a temperatura de cor da LF estão diretamente ligados à composição do fósforo. As LFT
padrão do tipo T12 atingem uma eficiência luminosa de até 70 lm/W e IRC entre 48 e 70. Já
as lâmpadas que empregam metais terras raras, os trifósforos, chegam a uma eficiência de 100
lm/W e IRC de 85 [3]. Esses metais permitiram reduzir o diâmetro das LF, possibilitando a
fabricação das LFC, que têm eficiência na faixa de 50 a 80 lm/W e IRC de 85.
A eficiência luminosa depende também da espessura da camada de fósforo. Essa
camada deverá ser tão fina quanto possível para evitar demasiada absorção, contudo, espessa
o suficiente para evitar transparência para a radiação UV. A temperatura do tubo da LF
também influencia na eficiência. Atualmente, tem-se usado amálgama de índio para
estabilizar o fluxo luminoso com a variação da temperatura [33]. Na Figura 2.5 é mostrado
um gráfico com a comparação da variação da eficiência luminosa em função da temperatura
do tubo de uma LF com tubo normal e uma LF com tubo que contém amálgama de índio.
21
Figura 2.5 - Eficiência luminosa x temperatura de uma LF com tubo normal e com amálgama de índio [33]
Através da Figura 2.5 é possível ver que a eficiência luminosa de uma LF com tubo
normal é bastante suscetível a variações de temperatura, podendo ser diminuída em menos de
50% em temperaturas elevadas. Outro fator que influencia na eficiência luminosa é a
freqüência de operação. Para altas freqüências, na faixa de 35 a 50 kHz, a eficiência luminosa
de uma LF atinge seu valor mais elevado [7].
Com relação à potência emitida por uma LF, aproximadamente 65% é convertida em
calor, enquanto 30% da potência é emitida em forma de radiação visível e aproximadamente
0,5% é emitida em forma de radiação UV [6], [33].
2.7 Estabilização da corrente em regime permanente
Quando uma alta diferença de potencial é aplicada em uma LF, os elétrons emitidos
por um dos eletrodos previamente aquecidos, o cátodo, são acelerados em direção ao outro
eletrodo, que tem a função de ânodo. No percurso entre os eletrodos, o gás é ionizado e há a
produção de pares íons-elétrons, através de um processo em cascata, que aumenta a
condutividade do meio, até atingir o limite de corrente que a fonte de alimentação pode
fornecer e/ou a destruição da lâmpada. Para alcançar uma eficiência elevada, a emissão de luz
pela lâmpada exige que ela opere com uma corrente preestabelecida, que é limitada pelo
reator, eletrônico ou eletromagnético.
Tem sido dada especial atenção no desenvolvimento dos reatores eletrônicos, devido
aos benefícios que eles trazem, citados no capítulo 1. Entre esses benefícios está a ausência do
flicker em baixa freqüência.
22
2.7.1 Flicker (Cintilamento)
O flicker ou cintilamento é a medida da modulação da luz emitida [6], [26]. Em
sistemas que operam em baixa freqüência, ele é causado pela modulação da tensão da rede de
alimentação.
O flicker percentual pode alcançar valores de até 33% [34], pelo fato de haver a
extinção da descarga 120 vezes por segundo. Se a lâmpada for alimentada em alta freqüência
(> 20 kHz devido ao ruído audível), o cintilamento pode cair à zero, desde que a tensão da
lâmpada não possua modulação em baixa freqüência. Em freqüências elevadas, não há a
extinção da descarga, devido à inércia do fósforo que reveste o tubo da LF.
O flicker pode causar desconforto e também reduzir a produtividade em algumas
pessoas, principalmente as que trabalham próximo a monitores de vídeo, devido à
interferência com a taxa de atualização do vídeo [6]. Logo, a redução do flicker é um dos
muitos benefícios da alimentação das LF em alta freqüência, se não houver uma modulação
relevante da tensão de alimentação da lâmpada em baixa freqüência.
2.8 Características quanto a alimentação das lâmpadas fluorescentes
Quando uma LF é alimentada em baixa freqüência, 60 Hz, ocorre a re-ignição da
lâmpada 120 vezes por segundo, ou seja, toda vez que a tensão da rede passar abaixo do valor
de arco, quando a descarga é cessada. Ocorre nova ignição quando a tensão sobre a LF atinge
o valor de partida no próximo semiciclo. Esse processo diminui a vida útil da lâmpada, devido
aos picos de tensão para a re-ignição. No processo repetitivo de partida, os eletrodos trocam
de função a cada semiciclo, operando alternadamente como ânodo e cátodo. Outra
característica da re-ignição é que o processo de emissão de luz da LF é prejudicado com a
extinção periódica da descarga. Uma alternativa seria a alimentação da lâmpada em corrente
contínua. Contudo, nesse caso, ocorreria um desgaste desigual dos eletrodos, além do
fenômeno conhecido como cataforese, que diminui o tempo de vida útil da LF devido à
diferença de temperatura dos eletrodos e o seu consumo desigual de energia [35]. A cataforese
provoca também o deslocamento de parte do vapor de mercúrio para os eletrodos, gerando
deformações no arco e alterações de cor.
A solução empregada nos últimos anos é a alimentação da LF em alta freqüência, que
garante uma eficiência luminosa elevada e igual a da alimentação em corrente contínua, além
de garantir operação estável da lâmpada [6], [25], [29].
23
2.9 Perdas nos eletrodos
Nessa seção serão analisados separadamente os eletrodos da LF, ânodo e cátodo,
considerando os fenômenos relacionados a ambos.
2.9.1 Ânodo
A corrente de descarga de uma LF é conduzida pelos elétrons, por possuírem uma
maior mobilidade com relação aos íons. O número de elétrons gerados e perdidos por difusão
para a parede do tubo, em uma unidade de volume, deve ser igual para manter a neutralidade
da coluna positiva [6].
Na região adjacente ao ânodo são gerados os íons positivos, que devem ser fornecidos
à região anódica da coluna positiva. Essa região possui um campo elétrico intenso, onde
existe uma diferença de potencial na ordem de grandeza de 3 a 15 V, aproximadamente. Essa
diferença de potencial acelera os elétrons, de forma que estes produzam uma taxa de
ionização suficiente para suprir a demanda de íons da coluna positiva e compensar as perdas
por difusão para a parede do tubo.
A queda de tensão na região anódica tem característica oscilatória. O potencial no
ânodo é elevado sempre que a parte ativa dos eletrodos na fase anódica não consegue
acumular elétrons suficientes, surgindo assim a diferença de potencial citada acima, que
acelera os elétrons e provoca uma ionização adicional do gás. Essa ionização tende a
compensar a camada de carga negativa que se estabelece nas vizinhanças do ânodo, reduzindo
o seu potencial até se igualar ao do plasma. Na operação em baixa freqüência, o suprimento
de íons na região adjacente ao ânodo se esgota antes da inversão do sentido da corrente na
lâmpada, provocando oscilações, que aparecem também na envoltória da tensão na LF,
quando esta for alimentada em alta freqüência com tensão modulada em baixa freqüência.
Se a freqüência de operação da tensão de alimentação da lâmpada for aumentada
gradativamente, existe um limiar, no qual a quantidade de íons gerados no semiciclo anterior
é suficiente para satisfazer a demanda do lado anódico da coluna positiva. Assim, a queda de
tensão do ânodo assume um valor baixo durante toda fase anódica do eletrodo, desaparecendo
as oscilações [26].
24
2.9.2 Cátodo
Durante a fase catódica o eletrodo tem a função de emissão de elétrons. Para a emissão
termiônica, o calor necessário ao eletrodo é fornecido pelo bombardeamento de íons na fase
catódica e por elétrons na fase anódica, além do efeito Joule, que é resultante da circulação de
corrente pelo eletrodo.
A emissão de elétrons durante o semiciclo em que o eletrodo funciona como cátodo é
maior que o necessário para manter uma dada corrente na descarga, fato que ocorre devido à
inércia térmica dos eletrodos. Devido a essa emissão de elétrons em excesso, surge um
acúmulo de cargas ao redor do eletrodo, que faz com que se estabeleça um potencial que
diminui o bombardeamento de íons sobre o mesmo, limitando a circulação de elétrons.
A freqüência de operação é um fator que também tem influência sobre as perdas no
cátodo. A constante de tempo de decaimento dos portadores de carga por difusão ambipolar é
de aproximadamente 500 µs. Para freqüências acima de 3 kHz, a constante de decaimento da
densidade de elétrons na descarga é longa comparada com o período do semiciclo, não
ocorrendo assim a desionização da coluna positiva. Desse modo, as condições para o
restabelecimento da descarga em alta freqüência são mais favoráveis do que em 60 Hz [6],
[26].
Na ignição em alta freqüência, não ocorre descarga negativa [25], fato que reduz o
bombardeamento de íons sobre os eletrodos, aumentando assim a eficiência da lâmpada
operando acima de 3 kHz.
2.10 Características de ignição
A ignição é um dos fatores que mais influenciam na vida útil de uma LF. Se não for
adequada, pode gerar incandescência nos eletrodos da lâmpada, o que gera descoloração nas
extremidades da LF, diminuindo sua luminosidade e vida útil. Para evitar esse fenômeno
indesejado, a corrente de descarga luminescente, conhecida como corrente glow, deve ser
limitada em 25 mA [6], [25].
Para uma adequada emissão termiônica, os filamentos da LF devem ser aquecidos até
uma temperatura de aproximadamente 900 ºC antes da formação do arco de descarga. Nessa
temperatura a emissão termiônica é excelente [4], [6], [25], [26], [32].
A Figura 2.6 sugere que, limitando apropriadamente a tensão de circuito aberto do
reator durante 500 ms, a mistura gasosa pode ser aquecida aplicando uma tensão nos
25
filamentos, que deve estar entre o valor máximo e mínimo, mostrados na figura. Desde que
não exista corrente de arco circulando pela LF, não haverá crepitação nos eletrodos [25].
Após, aproximadamente, 500 ms de pré-aquecimento, a mistura gasosa está na temperatura
adequada para ignição e nesse instante a tensão de circuito aberto total pode ser aplicada.
Dessa forma, a corrente de descarga do arco pode fluir pela lâmpada para completar a
seqüência de ignição adequadamente.
Figura 2.6 - Tensões e correntes em uma LF em um sistema com partida rápida
A forma de onda da corrente de arco deve ser preferivelmente senoidal, não modulada
e contendo a menor modulação em baixa freqüência do barramento possível. Além disso, o
fator de crista da corrente para a condição de operação deve ser o mais baixo possível, para
aumentar a vida útil da lâmpada [25], [26].
Com o propósito de melhorar a eficiência do sistema, o aquecimento dos filamentos
pode ser desligado após o processo de ignição estar completo, depois de aproximadamente 1,1
s, quando a mistura gasosa já está estabilizada [6], [25], [32].
Uma diferença importante entre sistemas que operam em 60 Hz e sistemas que
operam em alta freqüência é a relação de proximidade entre a lâmpada e a luminária. Essa
relação não deve ser menor que 1/8 de polegada em alta freqüência, porque caso seja inferior,
ocorrerá o aumento do acoplamento capacitivo entre a lâmpada e a luminária, o que pode
aumentar substancialmente a quantidade de corrente que flui da lâmpada para a luminária [5],
26
[25], [26], [32]. Em sistemas que operam em 60 Hz, essa distância não é problema porque o
acoplamento capacitivo é bem menor. Normalmente é requerida uma distância de auxílio de
1/2 polegada para que se tenha uma partida confiável.
2.10.1 Tensão de circuito aberto
Antes da ignição da LF, a tensão de circuito aberto deve ser a menor possível.
Entretanto, essa tensão tem um valor mínimo que deve ser respeitado para garantir a ignição.
Com tempo de pré-aquecimento de 500 ms e temperatura ambiente de 25 ºC, é
necessária uma tensão senoidal na lâmpada superior a 250 V
RMS
para partir uma LF de cátodo
quente de 40 W, independente da freqüência de operação. Para a ignição da mesma lâmpada
sem pré-aquecimento, a uma distância de 5 mm de uma luminária metálica, é necessária a
aplicação de uma tensão de aproximadamente 1500 V na LF, valor que é dependente da
temperatura ambiente, umidade do ar e distância da luminária [25], [26].
2.11 Fim da vida útil de uma LF
O fim da vida útil de uma LF ocorre, principalmente, devido à perda do material
emissivo dos eletrodos da lâmpada [36], [37]. Ruptura dos filamentos é observada em
algumas circunstâncias, tais como: operação em alta freqüência e ignição freqüente em
reatores de partida instantânea (sem pré-aquecimento).
2.12 Fatores que influenciam na vida útil da lâmpada
Existem três fatores que influenciam na vida útil da LF: fator de crista da corrente,
sobretensão nos eletrodos (superaquecimento) e corrente nominal através da lâmpada. O
elemento que determina esses fatores é o reator que alimenta a LF, por isso, há grande
preocupação com um bom projeto e o cumprimento das normas existentes.
O fator de crista é a razão entre o valor de pico e o valor eficaz (RMS) da corrente na
lâmpada. Um fator de crista elevado indica uma forma de onda distorcida e com elevada
corrente de pico, o que pode danificar os eletrodos da LF e diminuir sua vida útil. O máximo
fator de crista permitido pela norma ANSI C82.11 é 1.7 [38]. Uma senóide apresenta um fator
de crista de 1.41. O limite dado pela norma é baseado na operação em 60 Hz, por isso, em alta
freqüência esse valor é questionável [39]. Fatores de crista acima de 1.7 podem ser aceitáveis
27
na operação em alta freqüência, devido à maior eficiência no aquecimento dos filamentos
[26].
A máxima eficiência com relação ao fator de crista seria alcançada na alimentação da
lâmpada em corrente contínua, que teria fator de crista igual a 1. Todavia, como já citado,
esse tipo de alimentação não é aconselhado devido aos problemas que ocasiona.
A maioria dos reatores aplica uma tensão sobre os filamentos da LF em regime
permanente, para que permaneçam aquecidos durante todo tempo de operação da lâmpada.
Reatores de partida instantânea e reatores de partida rápida modificados não aplicam tensão
sobre os filamentos, ou seja, não os aquecem. Alguns reatores eletrônicos de partida rápida e a
maioria dos reatores eletromagnéticos continuam a aplicar uma tensão de aproximadamente
3.5 V nos filamentos, em regime permanente. Essa tensão faz com que seja aumentada a
potência ativa do sistema, entretanto, diminui ou pode evitar a crepitação do material emissivo
dos eletrodos, que ocorre se a temperatura dos mesmos cai para valores abaixo de 700 ºC.
Quando a intensidade luminosa de uma LF é alterada, a temperatura dos filamentos pode cair
para valores abaixo de 700 ºC, se não for mantido o aquecimento dos mesmos por uma “fonte
externa”, pois, na variação da intensidade luminosa há diminuição da corrente na LF, podendo
reduzir a potência dos filamentos, e conseqüentemente sua temperatura. Assim, uma tensão
aplicada mesmo após a ignição, pode ser aconselhada para manter os filamentos aquecidos. Já
para temperaturas superiores a 1000 ºC, a vida útil da LF é reduzida devido à evaporação do
material emissivo dos eletrodos [6], [25].
Corrente nominal na LF é a corrente que flui em regime permanente na lâmpada. A
medição da luminosidade gerada (ballast factor) é a razão entre o fluxo luminoso de uma
lâmpada operando com um dado reator e o fluxo luminoso dessa mesma lâmpada operando
com um reator de referência. Esses parâmetros são diretamente relacionados com o fato de
que reduzindo a corrente de operação da lâmpada, reduz-se o nível de luminosidade da LF e
também o ballast factor. A American National Standards Institue (ANSI) limita um valor para
a máxima e mínima corrente de operação de uma LF. O limite máximo tem o objetivo de
minimizar a evaporação do material emissivo dos eletrodos. Já o limite mínimo tem o
objetivo de minimizar a crepitação dos mesmos.
28
2.13 Tipos de ignição e efeitos na vida útil da LF
Existem quatro principais métodos de ignição ou partida de uma LF, que são: partida
com pré-aquecimento, partida rápida (incluindo a partida rápida modificada), partida
programada e partida instantânea.
Nos sistemas com pré-aquecimento, o starter desvia a corrente da lâmpada para os
filamentos para aquecê-los. Quando o starter abre, uma diferença de potencial que varia de
200 a 300 V
RMS
é aplicada na LF para propiciar sua ignição. Esse método é obsoleto, contudo,
ainda bastante utilizado [3].
Reatores com partida rápida incluem um circuito de aquecimento dos filamentos, o
qual fornece uma diferença de potencial de aproximadamente 3.5 V nos filamentos, para que
atinjam uma temperatura entre 700 e 1000 ºC, ao mesmo tempo em que uma tensão de 200 a
300 V
RMS
é aplicada na lâmpada. A ignição ocorre geralmente em 1 ou 2 segundos. Alguns
modelos de reatores eletrônicos com partida rápida continuam aquecendo os filamentos
mesmo após a ignição, aumentando o consumo do reator entre 1.5 e 3 W. Nos reatores de
partida rápida modificada, a tensão de aquecimento é desligada após a ignição da lâmpada.
No método de partida programada, os filamentos da LF são pré-aquecidos até uma
temperatura suficiente para emissão adequada de elétrons, sem surgimento de ionização dos
eletrodos, mantendo a tensão da lâmpada baixa suficiente para que a corrente glow não supere
o valor máximo permitido. Após terminar o período de pré-aquecimento, uma tensão é
aplicada para iniciar a descarga elétrica. Existem alguns métodos para avaliar a temperatura
dos filamentos da LF durante o pré-aquecimento. Entre esses, destaca-se o método SoS (sum
of the squared lead wire currents – soma dos quadrados das correntes nos terminais) [3], [40],
que consiste no cálculo da relação entre resistência quente do filamento (Rh) e a resistência
fria (na temperatura ambiente 25 ºC) do mesmo filamento (Rc). Em [36] foi mostrado que
essa relação de resistências no instante da ignição da LF, alimentada com reatores eletrônicos
de partida rápida, influi diretamente na vida útil da lâmpada. Para uma relação de Rh/Rc =
2.75, a vida útil da LF analisada ficou em 12000 horas, aproximadamente. Para uma relação
de Rh/Rc = 4.25, a vida útil aumentou para até 42000 horas.
Na partida instantânea é aplicada uma tensão elevada na lâmpada, acima de 700 V
para uma LF T8 de 40 W. Apesar dos reatores que apresentam esse método de ignição
consumirem menos energia elétrica, a partida sem pré-aquecimento pode danificar os
eletrodos e reduzir a vida útil da lâmpada.
29
2.14 Impacto da variação da freqüência na vida útil da lâmpada
Quando é alterada a intensidade luminosa de uma LF, através da variação da
freqüência da tensão de alimentação, a redução da potência entregue a LF pode acarretar em
subaquecimento dos filamentos. Contudo, em casos em que ocorre aumento da freqüência,
mas sem diminuição da potência, pode ocorrer um superaquecimento dos filamentos. Em
reatores eletrônicos que possuem circuito ressonante para alimentação da LF, especialmente
reatores que apresentam capacitor em paralelo com a lâmpada, quando a freqüência de
comutação é alterada, ocorre uma alteração na impedância dos elementos reativos do filtro, e
conseqüente, alteração da corrente que circula no circuito ressonante. Em casos de
manutenção da potência da LF independente da freqüência de operação do reator, quando a
freqüência é aumentada, ocorre uma redução da impedância do capacitor em paralelo com a
lâmpada, aumentando a corrente que circula por esse capacitor (i
CP
) e pelos filamentos da
lâmpada (r
e
), conforme mostra a Figura 2.7. Mantendo a potência da LF fixa, não há
diminuição no valor da corrente que circula na lâmpada (i
L
). Desse modo, com o aumento de
i
CP
, pode ocorrer superaquecimento dos filamentos.
Figura 2.7 - Esquemático de uma LF considerando a resistência dos eletrodos
2.15 Conclusão
Nesse capítulo foi realizada uma análise geral das LF, desde o princípio de
funcionamento até as características que influem na operação e comportamento desse tipo de
lâmpada de descarga. Foi mostrada também a importância fundamental dos filamentos, que
influem diretamente na vida útil de uma LF.
Deve ser ressaltada a importância do conhecimento das características e
comportamento da carga que será trabalhada. Para o projeto de um reator eletrônico, por
30
exemplo, deve-se ter consciência da característica de impedância incremental negativa da LF,
além de considerar que é necessária uma alta tensão de ignição, entre outras particularidades.
CAPÍTULO 3
3
R
EATOR
E
LETRÔNICO
A
UTO
-
A
UTO
-O
SCI
A
UTO
-O
SCILANTE
–
REAO
3.1 Introdução
Os reatores eletrônicos possuem vantagens conhecidas com relação aos
eletromagnéticos, apresentadas no capítulo 1. Entre essas vantagens, inclui-se a operação em
alta freqüência, maior que 20 kHz até centenas de quilohertz. Entretanto, operando em
freqüências elevadas, os reatores eletrônicos podem apresentar elevadas perdas de comutação,
por isso, deve-se ter atenção com a comutação ZVS.
É apresentado na literatura que conversores como: Buck, Boost, Buck-Boost, Flyback e
Zeta, têm sido usados para alimentar lâmpadas de descarga em aplicações com CFP [41]-[44].
Para alimentação das LF, o inversor half-bridge com comando auto-oscilante tem sido
empregado, pois, esse tipo de comando tem características favoráveis, tais como: robustez,
simplicidade e confiabilidade [5], [29].
Existem diversos tipos de circuitos de comando para reatores eletrônicos. Entre os
mais utilizados, além do circuito de comando auto-oscilante, estão os circuitos que empregam
voltage controlled oscillator (VCO), constituídos por microcontroladores ou circuitos
integrados (CIs). Esses CIs funcionam como gate drivers, para acionamento dos interruptores
dos circuitos inversores, geralmente MOSFETs ou IGBTs. A principal diferença entre os
circuitos de comando auto-oscilante e os que empregam VCO é a dependência da carga. O
circuito de comando auto-oscilante tem seu funcionamento dependente dos parâmetros dos
componentes que o compõem, além de depender da carga, fato que dificulta sua utilização em
aplicações com carga variável. Ao contrário, o circuito de comando que emprega VCO não é
influenciado pela carga que o conversor está alimentando. Contudo, em aplicações para
32
controlar a intensidade luminosa, o circuito de comando auto-oscilante pode ser utilizado,
pela possibilidade de variação automática da freqüência de acordo com parâmetros de projeto.
Historicamente, o circuito de comando auto-oscilante começou a se tornar difundido
em 1955, com o surgimento do transistor bipolar. Antes de ser aplicado em reatores
eletrônicos, o circuito de comando auto-oscilante teve aplicações para modulação em
freqüência, demodulação, amplificação, conversores de potência, entre outras [45]-[47].
O circuito de comando auto-oscilante é constituído por um transformador de corrente,
entre outros componentes. Por isso, sua aplicação com transistores bipolares foi facilitada, já
que, muitas vezes, os circuitos auto-oscilantes eram implementados empiricamente. Assim,
tornava-se necessário a apresentação de um projeto adequado para inversores ressonantes com
circuito de comando auto-oscilante empregando transistores bipolares. Em [48]-[50] são
mostrados o projeto de reatores eletrônicos utilizando esse tipo de semicondutor como
interruptores.
Com o surgimento do MOSFET, esse semicondutor tornou-se uma boa alternativa no
projeto de reatores eletrônicos utilizando o circuito de comando auto-oscilante. Em [13], [51],
[52] são mostrados o projeto do circuito de comando auto-oscilante do REAO, utilizando
MOSFETs como dispositivo de comutação do inversor half-bridge. Em [29] é mostrado o
projeto do REAO utilizando técnicas adequadas para o seu projeto, considerando que o
circuito comporta-se como um sistema de controle de uma entrada e uma saída (SISO), com
comportamento não-linear.
Nesse capítulo será feita uma análise do REAO. Será apresentado o princípio de
funcionamento e o projeto do filtro ressonante LCC utilizado. É de fundamental importância o
entendimento do princípio de funcionamento e procedimento de projeto do REAO, para que
seja empregado no projeto do REAO com entrada universal, apresentado no capitulo 4.
3.2 Descrição e princípio de funcionamento do REAO
Na Figura 3.1 é apresentado o circuito do REAO. A descrição da operação desse reator
eletrônico é realizada assumindo que são satisfeitas as condições para o sistema apresentar
uma oscilação auto-sustentada [3], [53].
33
Figura 3.1 – Reator eletrônico auto-oscilante (REAO)
Para realizar a análise do circuito, os elementos do filtro ressonante (L, C
S
, C
P
) são
assumidos ideais, a rede de alimentação (V
ca
), a ponte retificadora (D
1
-D
4
) e o capacitor de
barramento (C
B
) são representados por uma fonte de tensão contínua (E). Além disso, a LF é
representada pela sua resistência equivalente (R), os elementos parasitas dos MOSFETs (S
1
,
S
2
) são desprezados, os diodos zener (D
Z1
-D
Z4
) são considerados ideais e também são
desconsideradas as perdas no (TC) e seus elementos parasitas. Assim, o circuito da Figura 3.1
é representado pelo circuito da Figura 3.2.
Figura 3.2 - Circuito do REAO com condições para oscilação auto-sustentada
O princípio de funcionamento do REAO é dividido em três partes, para facilitar seu
entendimento, mostradas a seguir:
34
• Primeira parte: consiste do circuito de disparo, constituído por R
Q
, C
Q
, R
M
, D
5
e
Diac.
• Segunda parte: consiste do filtro ressonante e lâmpada.
• Terceira parte: é constituída pelo circuito de comando formado pelo TC (L
P
, L
S1
,
L
S2
) e pelos diodos zener D
Z1
-D
Z4
.
Quando o circuito é energizado, ocorre a carga do capacitor C
Q
através do resistor R
Q
.
Quando a tensão em C
Q
alcança a tensão de avalanche do Diac, que é aproximadamente 30 V,
esse semicondutor “dispara” aplicando uma tensão positiva nos terminais gate-source do
interruptor S
2
. O interruptor conduz então, forçando a circulação de corrente no circuito
ressonante. A corrente que circula no circuito ressonante, circula também pelo primário do TC
(L
P
), fazendo assim, os secundários (L
S1
e L
S2
), conduzirem também, comutando S
1
e S
2
de
forma complementar, “ligando” e “desligando” o filtro ressonante com a tensão contínua do
barramento, E.
Nessa etapa, antes da ignição, a lâmpada comporta-se como um circuito aberto. Após a
partida, a LF assume o seu valor de resistência equivalente em regime permanente [54]-[57].
O resistor R
M
descarrega os capacitores série (C
S
) e paralelo (C
P
) do filtro ressonante,
evitando que a amplitude da corrente inicial no filtro LCC seja insuficiente para o comando
dos interruptores, quando a tensão inicial dos capacitores C
S
e C
P
eventualmente seja próxima
a E. A função do diodo D
5
é descarregar C
Q
sempre que S
2
entrar em condução, o que evita
que o Diac “dispare” novamente quando o circuito está em regime permanente. Com relação à
C
Q
, sua constante de tempo deve ser superior ao tempo de condução dos interruptores, para
que esse capacitor seja descarregado antes de atingir a tensão de disparo do Diac. A função
dos diodos zener D
Z1
-D
Z4
, é “grampear” a tensão gate-source de S
1
e S
2
.
Na Figura 3.3(a) é mostrado o circuito equivalente do secundário do REAO.
35
(a) (b)
Figura 3.3 - (a) Circuito equivalente do secundário do REAO. (b) Formas de onda do circuito equivalente
A fonte de corrente i
s
representa a corrente do filtro ressonante refletida para o
secundário do TC. A indutância L
m
representa a indutância magnetizante do TC referida ao
secundário. Na Figura 3.3(b) são mostradas as formas de onda do circuito equivalente. As
relações de corrente mostradas nas Figuras 3.3 (a) e (b) definem a troca de polaridade da
tensão sobre D
Z1
e D
Z2
, e conseqüentemente sobre S
1
e S
2
. É possível verificar pelas figuras,
que a troca da polaridade da tensão sobre D
Z1
e D
Z2
ocorre no instante que a corrente sobre
esses diodos (i
z
) cruza por zero. Das leis de Kirchoff, tem-se que i
z
é o somatório das
correntes i
s
e i
m
, que é a corrente da indutância magnetizante do TC referida ao secundário.
Assim, i
z
cruza por zero no instante que i
s
e i
m
se igualam. Como a corrente ressonante tem
um valor fixo, determinado pelo projeto do filtro ressonante, conclui-se que, para determinar a
freqüência da troca de polaridade da tensão zener, e conseqüentemente, da tensão sobre S
1
e
S
2
, deve-se primeiramente escolher a tensão zener de projeto, além de projetar adequadamente
L
m
.
Na Figura 3.4 é mostrada a representação do REAO por diagrama de blocos.
36
Figura 3.4 - Diagrama de blocos do REAO
O diagrama de blocos da Figura 3.4 pode ser dividido em duas partes: uma com
comportamento linear e outra com comportamento não linear. A primeira parte, linear, é
representada pelos blocos G
F
(s), que é a função de transferência da corrente ressonante em
função da tensão aplicada ao filtro ressonante (V
ab
), e G
M
(s), que é a função de transferência
entre a corrente magnetizante e a tensão zener (V
Z
). Também constituem a parte linear a
constante n, que representa a relação de espiras do TC, e a constante K, que relaciona V
Z
com
V
ab
. A segunda parte, com comportamento não linear, é representada pela chave ideal, que
relaciona i
z
e a tensão gate-source da saída V
Z
, considerando as aproximações adotadas.
Por apresentar um comportamento não linear, a análise não pode ser realizada com
técnicas de análise de circuitos lineares. Isso porque, há a descontinuidade devido à troca de
estado dos interruptores do circuito do REAO, que permite caracterizá-lo como um sistema
SISO com comportamento não linear. Em [13], [29], [52], [53], é mostrado a análise e o
projeto do REAO como um sistema de controle com comportamento não linear, considerando
o método da função descritiva e o critério de estabilidade estendido de Nyquist, que serão
mostrados no capítulo 4.
3.3 Procedimento de projeto
O projeto do REAO possui uma seqüência lógica a ser seguida. Primeiramente,
devem-se definir os dados de projeto, tais como: tensão de alimentação, potência da LF e a
tensão dos diodos zener do circuito de comando. Em seguida, deve-se projetar o filtro
ressonante, como será mostrado na seção 3.3.1. O terceiro passo é o projeto do circuito de
37
comando auto-oscilante. Por fim, o último passo é a análise da oscilação auto-sustentada. Não
serão demonstrados nesse capítulo o projeto do circuito de comando e a análise da oscilação
auto-sustentada. Esses ítens serão apresentados no capítulo 4, pois apresentam algumas
modificações com relação à análise para o projeto do REAO com entrada universal.
3.3.1 Projeto do filtro ressonante LCC
Como citado no capítulo 1, o projeto de um reator eletrônico depende do filtro
ressonante, que deve atender os seguintes requisitos: ignição da LF, possibilidade de
comutação ZVS, ausência de corrente contínua na lâmpada e pré-aquecimento dos filamentos.
Para o projeto do filtro ressonante, algumas aproximações são adotadas: a LF é
representada pela sua resistência equivalente, utiliza-se a aproximação fundamental, ou seja,
apenas a harmônica fundamental da tensão aplicada ao filtro ressonante é considerada. Além
disso, todos os componentes do filtro são considerados ideais, desprezando seus elementos
parasitas.
O projeto deve seguir as seguintes etapas:
• 1
a
etapa: determinação da impedância de entrada: o filtro ressonante é constituído
por uma impedância série e uma impedância paralela, ilustradas na Figura 3.5.
Figura 3.5 - Impedância de entrada do filtro LCC
A impedância de entrada do circuito é dada pela soma das impedâncias série e
paralela, conforme (3.1).
IN S P
Z Z Z
= +
(3.1)
A impedância série é dada por (3.2):
38
1
. .
. .
S
S
Z j L
j C
ω
ω
=
+
(3.2)
A impedância paralela é definida em (3.3):
.
1 . .
P
P
R
Z
j C R
ω
=
+
(3.3)
Racionalizando (3.3) para eliminar a parte imaginária do denominador, tem-se (3.4):
.
.
1 . .
.
1 . . 1 . . .
P
P
P P
R j C R
Z
j C R j C R
ω
ω ω
=
−
+ −
(3.4)
Finalmente, tem-se a impedância paralela definida em (3.5).
2
2 2 2
.
. . .
1 .
P
P
P
R j R C
Z
C R
ω
ω
=
−
+
(3.5)
A impedância de entrada pode então ser reescrita em (3.6) e (3.7).
2
2 2 2 2 2 2
.
1 . .
.
.
1 . 1 . .
P
IN
S
P P
R R C
Z j L
C
C R C R
ω
ω
ω
ω ω
=
+ − −
+ +
(3.6)
( )
(
)
2 2 2 2
2 2 2 2 2 2
.
. 1/ . . 1 . . . .
1 . 1 . .
S P P
IN
P P
L C C R R C
R
Z j
C R C R
ω ω ω ω
ω ω
=
− + −
+
+ +
(3.7)
• 2
a
etapa: determinação do ângulo de fase da impedância:
A impedância de entrada, dada por (3.7), é representada pela soma das partes real e
imaginária, mostrada em (3.8).
Re( ) Im( )
IN IN IN
Z Z j Z
= +
(3.8)
Sendo Re(Z
IN
) e Im(Z
IN
) dadas por (3.9) e (3.10), respectivamente:
2 2 2
.
Re( )
1 .
IN
P
R
Z
C R
ω
=
+
(3.9)
39
( )
(
)
2 2 2 2
2 2 2
. 1/ . . 1 . . . .
Im( )
1 . .
S P P
IN
P
L C C R R C
Z
C R
ω ω ω ω
ω
=
− + −
+
(3.10)
O ângulo da impedância pode ser determinado através de (3.11).
Im( )
Re( )
IN
IN
Z
arctg
Z
φ
=
(3.11)
Substituindo os valores da parte real e da parte imaginária, tem-se o ângulo da
impedância de entrada do filtro ressonante, definido em (3.12).
( )
(
)
2 2 2 2
. 1/ . . 1 . . . .
S P P
L C C R R C
arctg
R
ω ω ω ω
φ
− + −
=
(3.12)
Aplicando a função
( )
tg
φ
em (3.12), tem-se (3.13):
( )
(
)
2 2 2 2
( ). . 1/ . . 1 . . . .
S P P
tg R L C C R R C
φ ω ω ω ω
= − + −
(3.13)
• 3
a
etapa: determinação da potência ativa entregue a lâmpada:
Como a LF é representada pela sua resistência equivalente, para o cálculo da potência
ativa entregue a lâmpada, é considerada apenas a parte real da admitância (1/Z
IN
) do filtro
ressonante, deduzida nas equações subseqüentes.
1 1 1
Re( ) Im( )
IN IN IN
Z Z j Z
= +
(3.14)
Substituindo (3.13) em (3.10), da parte imaginária de Z
IN
, tem-se a admitância dada
por (3.15):
2 2 2
.1 1 .
. ( ).
P
IN
C R
Z R j tg R
ω
φ
=
+
+
(3.15)
40
Para eliminar a parte imaginária, deve-se multiplicar (3.15) pelo conjugado, como
mostrado em (3.16) a (3.18):
2 2 2
.
1 1 . . ( ).
.
. ( ). . ( ).
P
IN
C R R j tg R
Z R j tg R R j tg R
ω φ
φ φ
=
+ −
+ −
(3.16)
3 2 2 3 2 2
2 2 2
1 . ( ). . . . . . . ( )
( ).
P P
IN
R j tg R R C j R C tg
Z
R tg R
φ ω ω φ
φ
=
− + −
+
(3.17)
(
)
3 2 2
3 2 2
2 2 2 2 2 2
( ). . . . ( )
1 . .
( ). ( ).
P
P
IN
tg R R C tg
R R C
j
Z
R tg R R tg R
φ ω φ
ω
φ φ
=
+
+
−
+ +
(3.18)
Dessa forma, tem-se a potência entregue a lâmpada conforme (3.19):
2
( ) Re
ef
IN
V
P
Z
φ
=
(3.19)
Onde V
ef
é o valor eficaz da componente fundamental da tensão aplicada ao filtro
ressonante, derivada da série de Fourier e dada por (3.20):
1
2 . 2 .
( ) .cos .s
ab o
i
i t i t
V t a ai bi en
T T
π π
∞
=
= + +
∑
(3.20)
A forma de onda aplicada ao filtro ressonante é quadrada e é uma função par. Além
disso, o nível contínuo é retirado pelo capacitor série, logo a
o
=0 e os termos em sen(t)=0.
Sendo assim, temos os termos ai dados por (3.21):
/2
0
2 . .
.cos
T
n t
ai E dt
T T
π
=
∫
(3.21)
Onde E é o valor da tensão contínua do barramento aplicada na entrada do filtro. Resolvendo
a integral, tem-se (3.22):
41
.
2. .
2
.
n
E sen
ai
n
π
π
=
(3.22)
De (3.20) e (3.22) tem-se a componente fundamental da tensão aplicada ao filtro LCC
dada por (3.23):
2. .
2
.cos(2. )
ef
E sen
V
π
π
π
=
(3.23)
Logo, V
ef
pode ser reescrita em (3.24):
2.
ef
E
V
π
=
(3.24)
Substituindo (3.24) e o valor real de (3.18) em (3.19), tem-se a potência ativa na LF
dada por (3.25):
2
2 2 2
2 2
2. (1 . . )
( ) .
1 ( )
P
E R R C
P
R tg
ω
φ
π
φ
+
=
+
(3.25)
•
4
a
etapa: Relacionar o ângulo da impedância
(
)
φ
com a potência na LF:
Para a escolha do ângulo
φ
com relação à potência, algumas condições devem ser
satisfeitas, como: o ângulo deve garantir a comutação ZVS dos interruptores, deve
proporcionar a ignição da lâmpada, ou seja, propiciar um ganho de tensão elevado ao filtro
ressonante na partida e também garantir a potência nominal da LF em regime permanente. É
utilizado um método gráfico para a determinação do ângulo
φ
que satisfaça essas condições.
O método consiste em plotar o gráfico a potência da lâmpada em função de
φ
para as
condições de partida e de regime permanente, mostrado na Figura 3.6. Além disso, o ângulo
escolhido deve ser positivo para que o filtro ressonante tenha característica indutiva,
garantindo assim a comutação ZVS [9].
42
Figura 3.6 - Potência x ângulo de fase da impedância do filtro LCC
Onde P
n
(R) representa a potência nominal da LF, enquanto P
ig
(100R) representa a potência na
ignição, para uma resistência da lâmpada 100 vezes maior que a resistência em regime
permanente.
•
5
a
etapa: determinação dos componentes do filtro:
Depois de determinar o ângulo da impedância do filtro que satisfaça as condições
necessárias, podem-se determinar os componentes do filtro ressonante. Primeiramente, deve-
se escolher o valor do capacitor série, que seja suficiente para não influenciar na freqüência de
ressonância na ignição e também para filtrar o nível contínuo da tensão aplicada na entrada do
filtro ressonante [29].
O segundo passo consiste na determinação do capacitor paralelo, que é calculado
isolando C
P
em (3.25):
2
2
1 . (1 ( )
( ) . 1
.
2.
P
R P tg
C
R
E
φ
φ
ω
π
+
= −
(3.26)
Para projetar o indutor ressonante, deve-se isolar L em (3.13), chegando a (3.27):
( )
2
2
2 2 2
( ). . . 1
( )
.
1 . .
P
S
P
tg R R C
L
C
C R
φ ω
φ
ω
ω ω
+
= +
+
(3.27)
43
Depois de projetado o filtro ressonante, deve-se projetar o circuito de comando auto-
oscilante e avaliar a oscilação auto-sustentada, que serão apresentados no capítulo 4.
3.4 Conclusão
Nesse capítulo foi apresentado o circuito do REAO. Foi mostrado seu princípio de
funcionamento e metodologia de projeto do filtro ressoante que alimenta a lâmpada, o qual é
muito importante em um reator eletrônico, visto que, no caso do REAO, o circuito de
comando é projetado em função dos parâmetros do filtro. Além disso, esse sistema ressonante
tem funções bem definidas para alimentação das LF, aumentando a eficiência dos sistemas de
iluminação fluorescente. Dentre os diversos métodos de projeto existentes na literatura, foi
escolhido o que é baseado na defasagem angular entre a corrente e a tensão de entrada
aplicada ao filtro, porém, qualquer outra metodologia poderia ser empregada.
Esse capítulo é a base necessária para o projeto do REAO com entrada universal, que
será mostrado no capítulo 4, no qual será apresentado o projeto do circuito de comando e
análise da oscilação auto-sustentada, além do projeto do circuito adicional, que é uma
particularidade desse sistema com entrada universal.
44
CAPÍTULO 4
4
R
EATOR
E
LETRÔNICO
A
UTO
-
E
A
A
UTO
-O
SCILANTE COM
E
U
NAL
....E
NTRADA
.U
NIVERSAL
4.1 Introdução
Nos diferentes países do mundo, ou até mesmo, em diferentes regiões de um mesmo
país, podem existir valores de tensão de alimentação diferentes nos sistemas de distribuição
de energia elétrica. Países como Brasil, Bolívia, Colômbia, Coréia, Taiwan, entre outros,
apresentam duas tensões de alimentação monofásicas, que são 127 ou 220 V
RMS
. Já nos
Estados Unidos, Canadá, México e Cuba, a tensão da rede é de 120 V
RMS
[58]. Esses valores
diferentes de tensão variam entre 100 V
RMS
até 240 V
RMS
nos diferentes países, com alguns
valores intermediários, constituindo os valores de tensão de entrada universal.
Como não há a perspectiva da padronização da tensão da rede de energia elétrica
devido, entre outros fatores, ao custo, que tornaria essa alternativa inviável, os fabricantes de
aparelhos eletrônicos tendem cada vez mais a desenvolver sistemas com alimentação bivolt
ou universal. Muitos fabricantes utilizam seleção manual para alimentação bivolt de seus
dispositivos eletrônicos, o que possibilita risco de danificação do equipamento, no caso de
imperícia ou negligência do operador. No caso de sistemas de iluminação, se desenvolvido
um reator eletrônico que possibilite tensão de entrada universal, sem necessidade de nenhum
ajuste manual, este torna-se uma boa alternativa, tanto para segurança do equipamento e do
operador, quanto para os fabricantes desses dispositivos eletrônicos para alimentação de
lâmpadas, que poderiam vender seus reatores para qualquer mercado consumidor,
independente da tensão de alimentação.
45
O objetivo desse capítulo é propor uma metodologia de projeto de um REAO com
tensão de entrada universal, sem necessidade de ajuste, independendo da tensão de
alimentação. Um circuito adicional junto ao REAO possibilita a tensão de entrada universal
através de um controle feedforward, que é um controle feito com base nos dados da entrada.
O controle feedforward permite que seja modificada a freqüência de comutação do inversor
half-bridge que alimenta o filtro ressonante, alterando o seu ganho e mantendo a potência da
LF no seu valor nominal.
Um reator eletrônico com entrada universal foi proposto anteriormente em [59],
contudo com circuito e metodologia de projeto diferente. Em [19] foi proposto um REAO
com entrada bivolt, com possibilidade de variação da freqüência, mas com metodologia de
projeto diferente da apresentada nesse trabalho.
O REAO com entrada universal é uma aplicação do REAO, com variação da
freqüência, de acordo com a variação da tensão de entrada, para manter a potência da LF no
seu valor nominal, que nesse trabalho é uma LF T8 32 W. Primeiramente, será mostrado o
circuito do reator eletrônico e seu princípio de funcionamento. Posteriormente, será analisada
sua metodologia de projeto. Para finalizar o capítulo, será mostrado um exemplo de projeto
empregando a metodologia desenvolvida.
4.2 Descrição e princípio de funcionamento do REAO com entrada universal
Na Figura 4.1 é apresentado o REAO com entrada universal. Pelo fato de ser uma
aplicação do REAO tradicional, novamente, a descrição da operação do reator eletrônico é
realizada assumindo que são satisfeitas as condições para o sistema apresentar uma oscilação
auto-sustentada [3], [53].
46
Figura 4.1 - REAO com entrada universal
O princípio de funcionamento do REAO foi explicado no capítulo 3. O circuito
adicional, mostrado na Figura 4.1, é utilizado para implementar um controle feedforward,
possibilitando a alimentação com tensão de entrada universal.
O circuito do REAO com entrada universal permite controlar a potência da LF através
da variação da freqüência de comutação do inversor half-bridge. Quando a tensão de entrada
aumenta, a freqüência de comutação do inversor aumenta, mantendo a potência da LF no
valor nominal e compensando o aumento da tensão aplicada ao filtro ressonante, que
aumentaria a potência na lâmpada de acordo com a característica de ganho do filtro
ressonante LCC. O controle da freqüência de comutação é feito pelo circuito adicional,
mostrado na Figura 4.1, que depende da tensão de barramento.
Na Figura 4.2 é mostrado o circuito equivalente do secundário do REAO com entrada
universal. Esse circuito é muito semelhante ao do REAO tradicional, mostrado no capítulo 3,
sendo a única diferença o braço L
d
-R
d
, que representa o circuito adicional.
47
(a) (b)
Figura 4.2 - (a) Circuito equivalente do secundário. (b) formas de onda do circuito equivalente
No circuito equivalente da Figura 4.2, o indutor L
d
em série com o resistor R
d
, que é a
resistência equivalente do transistor bipolar T
SC
, controlam a freqüência de comutação do
circuito. Como explicado no capítulo 3, as relações entre i
s
, i
m
e i
z
determinam a troca da
polaridade da tensão sobre D
Z1
e D
Z2
, e conseqüentemente, sobre S
1
e S
2
. Como i
s
é fixa, uma
alteração na inclinação de i
m
altera a freqüência com que i
z
cruza por zero, e
conseqüentemente, a freqüência de comutação do inversor half-bridge. Esta é a função do
braço L
d
-R
d
, que possui uma corrente variável (i
d
), em função da resistência variável R
d
, que é
dependente da corrente de base (i
b
) de T
SC
. Assim, i
b
controla i
d
, mas é controlada pelo divisor
de tensão composto pelos resistores R
1
e R
2
. Com a variação de i
d
, a inclinação de i
m
, que está
em paralelo com i
d
, é alterada também, mudando assim a freqüência com que i
z
cruza por
zero. A ponte retificadora D
6
-D
9
garante que i
d
, que é bidirecional, seja modulada em uma
corrente unidirecional para o coletor de T
SC
. O diodo zener D
ZC
garante a operação do circuito
adicional, conduzindo quando a tensão sobre este semicondutor atingir um valor pré-
determinado por R
1
e R
2
.
4.2.1
Análise do REAO com entrada universal como um sistema de controle
O REAO com entrada universal, assim como o REAO tradicional, pode ser
caracterizado como um sistema SISO com comportamento não linear, representado pelo
diagrama de blocos da Figura 4.3.
48
Figura 4.3 - Diagrama de blocos do REAO com entrada universal
O diagrama de blocos da Figura 4.3 é igual ao do REAO tradicional, com exceção do
bloco G
SC
(s), que representa a função de transferência do circuito adicional. As mesmas
simplificações feitas para obtenção do diagrama de blocos da Figura 3.4 são utilizadas para
obtenção do diagrama da Figura 4.3. A análise novamente não pode ser realizada com
técnicas de análise de circuitos lineares, devido à descontinuidade da troca de estado dos
interruptores do circuito do REAO. Assim, a análise e o projeto do REAO com entrada
universal podem ser feitos considerando o método da função descritiva e o critério de
estabilidade estendido de Nyquist.
4.2.1.1
Métodos para análise
Existem algumas técnicas para o projeto do circuito de comando auto-oscilante. No
domínio da freqüência destaca-se a técnica denominada Tsypkin Locus [51], [60], [61], onde
se considera um número limitado de componentes harmônicas para a forma de onda de tensão
quadrada aplicada ao conjunto filtro ressonante e LF. Já no domínio do tempo, uma técnica
similar a Tsypkin Lócus, chamada Hammel Lócus é mostrada em [62]. Nessa técnica é
necessário solucionar equações diferenciais que dependem da ordem da função de
transferência do sistema em análise. As duas técnicas apresentam soluções complexas para o
projeto. A característica de filtro passa baixa empregado em reatores eletrônicos possibilita o
uso da função descritiva, uma vez que as harmônicas de ordem superior à fundamental são
filtradas.
49
O método da função descritiva foi utilizado em [52]
e mostrou-se uma excelente
alternativa para o projeto do circuito de comando auto-oscilante. É possibilitado o uso desse
método devido ao filtro ressonante apresentar característica passa-baixa, satisfazendo uma das
condições necessárias para a aplicação da função descritiva, que são:
•
Existência de um componente não-linear e, na existência de dois ou mais, devem
ser representados por uma única função descritiva, ou deve ser considerado o
elemento não-linear mais significativo;
•
O componente não-linear é invariante no tempo;
•
Apenas a componente fundamental da não-linearidade é considerada, condição
satisfeita pelo filtro ressonante;
•
A não linearidade é do tipo ímpar.
Como o REAO com entrada universal satisfaz essas condições, o método da função
descritiva pode ser empregado para o projeto do circuito de comando. Em [29] é mostrado
que a função descritiva da não-linearidade do tipo hard limit, para a mudança de estado dos
interruptores a partir de i
z
e V
Z
é:
4.
0
.
Z
o
Z
V
N
I
π
= ∠
(4.1)
Sendo V
Z
constante e determinado na especificação do diodo zener escolhido para o projeto
(Anexo A). A variável I
Z
é a amplitude da corrente de polarização, definida entre 10 e 100%
da potência do diodo zener utilizado, para polarizá-lo corretamente.
4.2.1.2
Critério de estabilidade estendido de Nyquist
O critério de Nyquist é um dos diversos métodos utilizados para avaliar a estabilidade
de sistemas lineares. Para sistemas não lineares com característica passa baixa, pode-se
utilizar a função descritiva, para que possibilite que seja empregado o Critério de Estabilidade
Estendido de Nyquist (CEEN), para avaliação da estabilidade e a existência de ciclos limite.
O diagrama de blocos da Figura 4.3 pode ser reduzido no diagrama da Figura 4.4,
onde N representa a função descritiva do elemento não linear, e G(s) representa a função de
transferência dos elementos com comportamento linear do diagrama de blocos.
50
Figura 4.4 - Diagrama de blocos simplificado do REAO com entrada universal
Considerando
s j
ω
=
, da equação característica do sistema, tem-se a seguinte
igualdade:
1
( )G j
N
ω
= −
(4.2)
Se (4.2) possuir solução, então o sistema da Figura 4.4 pode apresentar ciclo limite, e a
posição relativa dos lugares geométricos de
1/
N
−
e de
( )
G j
ω
fornece informações sobre a
estabilidade. Através da análise da Figura 4.5, verifica-se que o ponto P representa uma
possível oscilação auto-sustentada, para um sistema qualquer.
Figura 4.5 - Critério de estabilidade estendido de Nyquist
51
A análise da estabilidade e existência de ciclos limite é semelhante à análise do critério
de Nyquist para sistemas lineares [63]. É assumido primeiramente, que o ponto P se desloca
para o ponto A, sendo envolvido por
( )
G j
ω
e cortando
1/
N
−
duas vezes no sentido horário.
Essa região representa instabilidade, assim, a amplitude de A tende a aumentar, retornando ao
ponto P. Ao contrário, se houver um distúrbio em P que leve ao ponto B, que não é envolvido
por
( )
G j
ω
, o comportamento do sistema passa a ser estável, fazendo o sistema tender
novamente para o ponto P. Sendo assim, esse ponto representa uma possível oscilação auto-
sustentada. Solucionando (4.2), é possível determinar as equações de projeto do REAO com
entrada universal.
4.3 Etapas e Estratégia de projeto do REAO com entrada universal
Assim como no REAO tradicional, para o projeto do REAO com entrada universal
devem ser seguidas as seguintes etapas: definição dos parâmetros de projeto, projeto do filtro
ressonante e projeto do circuito de comando. Contudo, uma nova etapa deve ser acrescentada,
que é o projeto do circuito adicional. Por fim, deve-se avaliar a existência de uma oscilação
auto-sustentada, completando a seqüência de projeto. Além das etapas de projeto, deve-se
adotar uma estratégia adequada, visando atender requisitos como: comutação ZVS e
manutenção da potência nominal da LF, ambos durante toda faixa de variação da tensão de
entrada do reator.
Se o projeto não levar a resultados em que o sistema atenda a todas as condições de
operação, uma metodologia de projeto interativo deve ser acrescida as etapas de projeto,
sendo necessário redefinir parâmetros para que o circuito atenda a necessidade de operação. A
tabela 4.1 relaciona o projeto do filtro ressonante, comando auto-oscilante e indutor L
d
com as
tensões de entrada mínima e máxima, assim como as freqüências de comutação mínima e
máxima.
Tabela 4.1 – Estratégia de Projeto
Tensão de entrada Freqüência de
comutação
V
min
V
max
f
smin
f
smax
Filtro ressonante (L, C
S
, C
P
) x - x -
Comando auto-oscilante (L
m
, L
S1
, L
S2
) x - x -
Indutor L
d
(R
d
=0) - x - x
Dois passos podem resumir a estratégia de projeto da tabela 4.1.
52
•
Passo 1: Considerando a tensão de alimentação da rede elétrica, a freqüência de
comutação deve ser maior que a freqüência de ressonância do filtro LCC, para garantir
comutação ZVS para toda faixa da tensão de entrada (90 – 240 V
RMS
). Assim, o filtro
ressonante deve ser projetado para a menor tensão de operação, escolhida 100 V
RMS
, desde
que a freqüência de comutação seja aumentada e o ganho do filtro seja reduzido com o
aumento da tensão de entrada, de modo a garantir a potência nominal da LF durante toda faixa
de operação.
O comando auto-oscilante, assim como o filtro ressonante, deve ser projetado para a
tensão de entrada de 100 V
RMS
. Desse modo, para essa tensão de entrada é projetado um
REAO tradicional. As tensões de projeto, mínima e máxima são escolhidas, 100 V
RMS
e 220
V
RMS
,
respectivamente, considerando uma tolerância de ± 20% na tensão de alimentação.
Logo, os extremos 90 V
RMS
e 240 V
RMS
estão incluídos nos valores da estratégia de projeto da
tabela 4.1.
•
Passo 2: O indutor L
d
permite aumentar a freqüência de comutação, desde que seja
percorrido pela corrente bidirecional i
d
, alterando i
z
. Para a menor tensão de entrada, não há
corrente em T
SC
, estando desligado o circuito adicional, de acordo com a estratégia da tabela
4.1. Assim, L
d
é determinado para a maior freqüência de comutação, cujo cálculo será
mostrado posteriormente. O circuito adicional começa a atuar quando a tensão sobre R
2
atinge
o valor da tensão de condução de D
ZC
mais a tensão base-emissor de T
SC
, que ocorre para
tensões de entrada elevadas e pré-determinadas de acordo com os valores de R
1
e R
2
.
Depois de definida a estratégia de projeto, o próximo passo consiste em definir as
etapas de projeto.
4.3.1
Dados de projeto
Os dados de projeto devem ser definidos: tensão de alimentação, para a qual será
projetado o filtro ressonante, nesse caso 100 V
RMS
. Depois deve-se definir a tensão dos diodos
zener do circuito de comando. Por fim, deve ser determinada a resistência equivalente da LF
em regime permanente, a partir de (4.3). A equação que define o modelo exponencial da
lâmpada foi obtida experimentalmente considerando o método proposto em [56].
( 0.074 ) ( 0.332 )
( ) 4013. 9447.
P P
R P e e
− −
= +
(4.3)
53
4.3.2
Projeto do filtro ressonante LCC
O projeto do filtro ressonante, de acordo com a tabela 4.1, deve ser feito para a menor
tensão de entrada escolhida. O método de projeto do filtro que será empregado no REAO com
entrada universal e suas equações foram mostrados no capítulo 3.
4.3.3
Projeto do circuito de comando
Para projetar o circuito de comando é necessário a redução do diagrama de blocos da
Figura 4.4. Desse diagrama, tem-se que N representa a função descritiva do elemento não
linear, dada por (4.1). O bloco G(s) representa a função de transferência dos elementos
lineares, dada por (4.4):
(
)
( ) ( ) ( ) . . ( )
M SC F
G s G s G s K n G s
= + −
(4.4)
Na Figura 4.3 G
F
(s) representa a função de transferência da corrente ressonante em
função da tensão V
ab
aplicada na entrada do filtro, e G
M
(s) é a função de transferência entre a
corrente i
m
e a tensão V
Z
. A constante K relaciona a tensão V
Z
com V
ab
e n representa a relação
de espiras do TC.
A função G
M
(s) é dada por (4.5).
1
( )
.
M
m
G s
L s
=
(4.5)
A função de transferência do circuito adicional é definida em (4.6):
1
( )
.
SC
d d
G s
L s R
=
+
(4.6)
A função de transferência G
F
(s) é definida a partir de (4.7) e da Figura 4.6, que mostra
o circuito equivalente do conjunto filtro ressonante e LF.
54
Figura 4.6 - Elementos do filtro ressonante
1
( ) . ( ) . . ( ) . ( )
. 1 . .
ab
S P
R
V s I s s L I s I s
s C s R C
= + +
+
(4.7)
Colocando I(s) em evidência, são obtidas (4.8) e (4.9):
(
)
(
)
(
)
( )
1 . . . . . . 1 . . . .
( ) ( )
. . 1 . .
P S p S
ab
S P
s R C s C s L s R C s R C
V s I s
s C s R C
+ + + +
=
+
(4.8)
2 3
2
( ) 1 . . . . . . . . . .
( )
. . . .
ab P S S P S
S S P
V s s R C s L C s R L C C s R C
I s
s C s R C C
+ + + +
=
+
(4.9)
Dividindo (4.9) por R.C
S
.C
P
, tem-se (4.10) e (4.11):
2
3 2
.
1
( )
.
1 1 1
( )
.
. .
ab
P
P P S S P
s s
V s
R C
L
I s
s L s s
R C C C R C C
+
=
+ + + +
(4.10)
2
3 2
.
1
( ) 1
.
1 1 1 1
( )
. . . . .
ab
P
P P S S P
s s
V s
R C
I s L
s s s
R C L C L C R L C C
+
=
+ + + +
(4.11)
Fazendo
1 1 1 1
; ;
. . . . . .
P P S S P
a b c
R C L C L C R L C C
= = + = , tem-se a função de transferência
do filtro ressonante, definida em (4.12):
55
2
3 2
( ) 1 .
( )
( )
. .
ab
F
V s s s a
G s
I s L
s s a s b c
+
= =
+ + +
(4.12)
Definidos os termos de G(s), é possível achar a solução do diagrama de blocos da
Figura 4.4. A Figura 4.7 ilustra o CEEN de um sistema qualquer.
Figura 4.7 - CEEN de um sistema genérico
De acordo com (4.1) e a Figura 4.7, tem-se que a função descritiva não apresenta
defasagem angular entre a componente fundamental da saída e a entrada senoidal. Desse
modo, o lugar geométrico de G(s) que corta -1/N apresenta parte imaginária nula e pode-se
utilizar essa intersecção sobre o eixo imaginário para determinar as equações para o projeto
do REAO com entrada universal, de acordo com (4.13).
Im( ( )) 0
G j
ω
=
(4.13)
Aplicando (4.13) nas funções de transferência de (4.5), (4.6) e (4.12), tem-se (4.14),
(4.15) e (4.16):
1
Im( ( ))
.
M M
m
K G j
L
ω
ω
−
= =
(4.14)
2 2 2
.
Im( ( ))
.
d
SC SC
d d
L
K G j
R L
ω
ω
ω
−
= =
+
(4.15)
( )
( ) ( )
2
3 2
.
1
Im( ( ))
. .
F
j j a
G j
L
j j a j b c
ω ω
ω
ω ω ω
+
=
+ + +
(4.16)
56
Racionalizando (4.16), são obtidas (4.17) e (4.18):
( ) ( )
(
)
(
)
( ) ( )
2 3
2
2 3 2 3
. .
1 .
Im( ( )) .
. . . .
F
c a j b
j a
G j
L
c a j b c a j b
ω ω ω
ω ω
ω
ω ω ω ω ω ω
− − −
− +
=
− + − − − −
(4.17)
(
)
(
)
( ) ( )
2 3 2
2 2
2 3
. . .
1
Im( ( ))
. .
F
b a c a
G j
L
c a b
ω ω ω ω ω
ω
ω ω ω
− + −
=
− + −
(4.18)
Inserindo o termo K.n de (4.4) em (4.18), define-se K
F
(ω) em (4.19):
(
)
(
)
( ) ( )
2 3 2
2 2
2 3
. . .
.
( ) . Im( ( ))
. .
F F
b a c a
K n
K K n G j
L
c a b
ω ω ω ω ω
ω ω
ω ω ω
− + −
= =
− + −
(4.19)
A partir da estratégia definida na tabela 4.1 e de (4.13), é possível definir as equações
para L
m
e L
d
.
4.3.3.1
Projeto da indutância magnetizante
A partir (4.13) reescreve-se (4.4).
( ) ( ) ( ) 0
M SC F
K K K
ω ω ω
+ − =
(4.20)
De acordo com a tabela 4.1, o circuito adicional não atua para baixas tensões de
entrada, então é considerado que a resistência equivalente de T
SC
tem um valor elevado.
Assim, (4.20) pode ser reescrita novamente em (4.21).
(
)
lim ( ) ( ) ( ) 0
d
M SC F
R
K K K
ω ω ω
→∞
+ − =
(4.21)
Como
d
R
= ∞
, (4.21) pode ser reescrita em (4.22).
( ) ( ) 0
M F
K K
ω ω
− =
(4.22)
57
De (4.22) pode-se encontrar uma equação para o projeto de L
m
, dada por (4.23).
(
1
)
. ( )
m
F
L
K
ω
ω ω
−
=
(4.23)
Substituindo K
F
(ω) em (4.23), tem-se (4.24):
( ) ( )
( ) ( )
2 3 2
2 2
2 3
1
( )
. . .
.
. .
m
L
b a c a
K n
L
c a b
ω
ω ω ω ω ω
ω
ω ω ω
−
=
− + −
− + −
(4.24)
Simplificando (4.24), é obtida a expressão final para o cálculo da indutância
magnetizante L
m
(ω), dada por (4.25).
(
)
(
)
( )
2 2 2 4 2 6
3 2 5
2. . 2.
( )
.
. .
m
c b a c a b
L
L
K n
a c b a
ω ω ω
ω
ω ω ω
+ − + − +
= −
+ − −
(4.25)
Como o circuito apresenta dois secundários, para definir a valor da indutância de cada
secundário divide-se L
m
por dois, como mostrado em (4.26):
( )
( )
2
m
ms
L
L
ω
ω
=
(4.26)
Em (4.25), K é a constante que relaciona V
Z
e V
ab
, dada por (4.27):
( )
2.
z
Z
E
K sign i
V
=
(4.27)
A relação de espiras deve ser calculada de modo que forneça corrente suficiente para a
polarização dos diodos zener do circuito de comando. Como o circuito possui dois
secundários, a relação de espiras é definida em (4.28):
58
2
s
p
i
n
i
=
(4.28)
Nessa relação, i
s
é a corrente do diodo zener e i
p
é a corrente que circula no filtro
ressonante e primário do TC. Como a corrente necessária para a polarização de um diodo
zener deve estar entre 10 e 100% de seu valor máximo, existe um grau de liberdade no cálculo
da relação de espiras, e conseqüentemente, no cálculo de L
m
.
4.3.4
Projeto do circuito adicional
O projeto do circuito adicional consiste em determinar diversos parâmetros.
Primeiramente, deve-se determinar a máxima freqüência de comutação a ser alcançada na
máxima tensão de entrada. Em seguida, deve ser calculado o indutor do circuito adicional. O
próximo passo é a escolha do transistor utilizado e do diodo zener D
ZC
. Após, devem ser
calculados os resistores R
1
e R
2
que atendam os limites de corrente e tensão coletor-emissor
(V
CE
) do transistor empregado, para operação na região linear.
4.3.4.1
Determinação da máxima freqüência de comutação
De (3.13), tem-se a equação da potência da LF definida por (4.29).
( )
2
2 2 2
2 2
2. (1 . . )
( ) .
1 ( )
P
E R R C
P
R tg
ω
φ
π
φ
+
=
+
(4.29)
Substituindo (3.25) em (3.13), tem-se (4.30):
( )
2
2 2 2
2
2 2 2 2 2 2
2
2. (1 . . )
( ) .
1
. 1 . . .
.
P
P P
S
E R R C
P
R L R C R C
C
ω
φ
π
ω ω
ω
+
=
+ − + −
(4.30)
Reorganizando (4.30), tem-se (4.31):
59
( )
2
2 2 2 2 2 2 2 2 2
2
1
( ) . 1 . . . (1 . . ) 0
.
P P abef P
S
P R L R C R C V R R C
C
φ ω ω ω
ω
+ − + − − + =
(4.31)
Em que, V
abef
é a máxima tensão eficaz aplicada ao filtro ressonante,
( )
2
2. /E
π
, e E é a
máxima tensão de barramento. Em (4.31) são relacionados os elementos do filtro ressonante
com a potência na LF e a tensão aplicada ao filtro. Como os elementos do filtro são
conhecidos, assim como a potência da lâmpada e a tensão V
abef
, é possível determinar a
freqüência angular necessária para a potência nominal da LF na máxima tensão de entrada. A
equação (4.31) apresenta oito soluções, que devem ser interpretadas e analisadas. Apenas uma
solução dessa equação satisfaz as características necessárias para o projeto do REAO com
entrada universal.
4.3.4.2
Projeto do indutor L
d
Para projetar L
d
, novamente é necessário utilizar (4.20). Entretanto, nesse caso, R
d
=0,
para representar a máxima influência de L
d
na operação do REAO, mostrado em (4.32) a
(4.34).
(
)
0
lim ( ) ( ) ( ) 0
d
M SC F
R
K K K
ω ω ω
→
+ − =
(4.32)
1
( ) ( ) 0
. ( )
M F
d
K K
L
ω ω
ω ω
+ − =
(4.33)
1
( ) ( )
. ( )
F M
d
K K
L
ω ω
ω ω
= −
(4.34)
Isolando L
d
em (4.34), obtém-se (4.35):
( )
1
( )
( ) ( )
d
F M
L
K K
ω
ω ω ω
=
−
(4.35)
Substituindo os valores de K
F
(ω) e K
M
(ω), tem-se (4.36):
60
( ) ( )
3 2 5
2 2 2 4 2 6
1
( )
. . . ( )
.
1
2. . 2
.
d
m
L
K n a c b a
L
c b a c a b
L
ω
ω ω ω
ω
ω ω ω
ω
=
+ − −
+ − + − + −
(4.36)
4.3.4.3
Projeto dos resistores R
1
e R
2
Para o projeto do divisor de tensão composto por R
1
e R
2
, primeiramente, deve ser
escolhido o transistor empregado no projeto. Após, os limites de corrente na base desse
semicondutor devem ser delimitados, de acordo com a curva característica do transistor, para
operação na região linear.
O próximo passo é a escolha do diodo zener D
ZC
, para depois escolher a tensão de
barramento para a qual o circuito adicional começará a operar. A partir dessas definições, o
projeto de R
1
e R
2
pode ser dividido em duas partes: quando o circuito adicional começa a
atuar, e outra para a máxima de tensão de barramento. Ambos os projetos são determinados
pelos limites de corrente e tensão V
CE
para que o transistor opere na região linear durante
toda faixa de variação da tensão de entrada.
4.3.4.4
Início da operação do circuito adicional
A Figura 4.8 ilustra o esquemático equivalente do circuito adicional. A fonte de tensão
E
min
representa a tensão de barramento para a qual o circuito começa a operar. A corrente i
1min
nesse instante é igual a i
2
, que é grampeada devido a tensão sobre R
2
estar fixada por D
ZC
. Na
Figura 4.8, G e S representam o gate e source do interruptor S
2
do circuito.
Figura 4.8 - Circuito adicional na entrada em operação
61
Alguns parâmetros podem ser definidos na entrada em operação do circuito adicional,
de acordo com (4.37) a (4.41):
0
b
i
=
(4.37)
2
1 min 2
2
V
i i
R
= =
(4.38)
(
)
1 min 1 2 min
i R R E+ =
(4.39)
1 min . 1 2 min
i R V E
+ =
(4.40)
2
. 1 2 min
2
V
R V E
R
+ =
(4.41)
Assim, R
1
pode ser definido por (4.42).
(
)
2 min 2
1
2
R E V
R
V
−
=
(4.42)
Para solução de (4.42), é preciso determinar uma equação que elimine R
2
, a qual é
obtida da condição de máxima tensão de barramento.
4.3.4.5
Circuito adicional na máxima tensão de barramento
Na Figura 4.9 é ilustrado o circuito equivalente para a condição de máxima tensão de
barramento (E
max
). Nesse momento, a corrente na base do transistor tem um valor máximo
(i
bmax
) e a tensão V
CE
tem um valor mínimo, que faz com que a resistência equivalente de T
SC
seja baixa, idealmente zero, para que L
d
tenha a máxima influência sobre o circuito do REAO.
62
Figura 4.9 - Circuito adicional na condição de máxima tensão de barramento
Em (4.43) é mostrada a relação das correntes para E
max
.
max 1 2
b
i i i
= −
(4.43)
Onde i
bmax
é escolhido da curva característica do transistor.
2
max 1
2
b
V
i i
R
= −
(4.44)
Substituindo (4.42) em (4.44), tem-se (4.45):
(
)
( )
2 max 2
2
max
2 min 2 2
b
V E V
V
I
R E V R
−
= −
−
(4.45)
Isolando R
2
em (4.45), é obtida (4.46):
(
)
(
)
( )
2 max 2 min 2
2
max min 2b
V E V E V
R
I E V
− − −
=
−
(4.46)
A partir de (4.42) e (4.46) determinam-se R
1
e R
2
, de acordo com os valores desejados
de corrente para operação na região linear de T
SC
.
4.3.5
Avaliação da oscilação auto-sustentada
A última etapa de projeto do REAO com entrada universal é a avaliação da existência
de uma oscilação auto-sustentada, que permite obter informações sobre a estabilidade do
63
circuito. Deve-se utilizar o CEEN, mostrado na seção 4.2.1.2, para verificar uma possível
oscilação auto-sustentada. Para garantir a operação adequada REAO com entrada universal, a
existência de uma oscilação auto-sustentada deve ser avaliada para toda a faixa de operação
do circuito.
Caso o sistema não apresente uma oscilação auto-sustentada em alguma das faixas de
operação, devem ser alterados parâmetros das etapas de projeto anteriores, para que todas as
etapas de projeto do REAO com entrada universal sejam satisfeitas.
4.4 Exemplo de projeto do REAO com entrada universal
Será apresentado um exemplo de projeto do REAO com entrada universal utilizando a
metodologia desenvolvida na seção 4.3.
Os dados de projeto são:
•
Tensão de entrada mínima: 100 V
RMS
± 20%, 60 Hz;
•
Tensão de entrada máxima: 220 V
RMS
± 20%, 60 Hz;
•
Lâmpada fluorescente OSRAM F032W/841 LUMILUX: Potência P=32 W;
•
Resistência equivalente da LF:
376
R
≅
Ω, definida através de (4.3);
•
Tensão dos diodos zener D
Z1
-D
Z4
: V
Z
=12 V, 1/2 W;
•
Freqüência mínima de operação: f
smin
=30 kHz;
•
Freqüência máxima de operação: f
smax
= 40 kHz, definida em (4.31).
A partir da definição dos dados de projeto e utilizando a metodologia desenvolvida,
têm-se os parâmetros do circuito do reator eletrônico definidos na tabela 4.2:
64
Tabela 4.2 – Parâmetros do REAO com entrada universal (primeiro exemplo)
Filtro ressonante
C
S
Capacitor polipropileno 150 nF / 1600 V
C
P
Capacitor polipropileno 24 nF / 2000 V
L Indutor ressonante 1.34 mH / EE25 – IP12 - Thornton
Comando auto-oscilante
L
P
, L
S1
, L
S2
Transformador de corrente L
P
=30 µH; L
S1
=L
S2
=720 µH: NT 15/9/8
D
Z1
-D
Z4
Diodo zener C12ST
Outros componentes do REAO
D
1
-D
4
Diodos 4x1N4007
C
B
Capacitor eletrolítico 100 µF / 400 V
dc
Diac DB3
C
Q
Capacitor cerâmico 100 nF / 63 V
R
Q
Resistor 220 KΩ / 1/8 W
R
M
Resistor 470 KΩ / 1/8 W
S
1
,S
2
Interruptores IRF740
R Lâmpada fluorescente OSRAM F032W/841 LUMILUX
Circuito adicional
L
d
Indutor circuito adicional 345 µH / EE20 – IP12 - Thornton
D
6
-D
9
Diodos 1N4148
T
SC
Transistor bipolar 2N2222A
D
ZC
Diodo zener C12ST
R
1
Resistor 150 KΩ / 1/8 W
R
2
Resistor 12 KΩ / 1/8 W
4.4.1
Resultados experimentais
São apresentados os resultados experimentais do exemplo de projeto utilizando os
componentes definidos na tabela 4.2.
Através da quinta etapa de projeto, avaliação da oscilação auto-sustentada, pode-se
prever que em algumas faixas de operação o sistema não apresentará uma oscilação auto-
sustentada, fato comprovado através da formas de onda mostradas nas Figuras 4.10 e 4.11 e
também no diagrama estendido de Nyquist da Figura 4.12.
Na Figura 4.10 são apresentadas as formas de onda de tensão e corrente na LF.
65
(a) (b)
Figura 4.10 – Tensão e corrente na LF – (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS
(100 V/div, 200 mA/div, 20µs). (b)
Tensão de entrada de 135 V
RMS
(100 V/div, 200 mA/div, 20µs)
Foi utilizado um variador de tensão na entrada do REAO com entrada universal, para
que o reator eletrônico pudesse ser avaliado para todas as tensões de entrada. Na tensão de
entrada de 100 V
RMS
, mostrada na figura 4.10(a), o circuito comportou-se como projetado,
tendo freqüência de comutação de 29 kHz e potência na LF de 30 W. Contudo, quando a
tensão de entrada alcançou o valor de 135 V
RMS
, o sistema não convergiu para uma oscilação
auto-sustentada, como mostrado na Figura 4.10(b), a qual mostra um salto de freqüência para
aproximadamente 80 kHz, fazendo com que a LF fosse desligada.
Na Figura 4.11 são mostradas as formas de onda de tensão gate-source do interruptor
S
2
para as duas situações.
(a) (b)
Figura 4.11 – Tensão gate-source do interruptor S
2
– (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS
(10 V/div, 20µs). (b)
Tensão de entrada de 135 V
RMS
(10 V/div, 20µs)
Na Figura 4.11(a) a forma de onda da tensão gate-source é quadrada e apresenta a
freqüência de 29 kHz. Já na Figura 4.11(b) é mostrada a mesma situação da Figura 4.10(b),
66
ocorrendo um salto de freqüência e desligamento da LF quando a tensão de entrada atingiu o
valor de 135 V
RMS
.
Esse problema foi previsto através da análise da oscilação auto-sustentada. A Figura
4.12 mostra o diagrama estendido de Nyquist para as duas situações de tensão de entrada
avaliadas nos resultados experimentais.
(a) (b)
Figura 4.12 – Diagrama estendido de Nyquist – (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS.
(b) Tensão de entrada de
135 V
RMS
Na Figura 4.12(a), G(s) intercepta a função descritiva na freqüência mínima de
projeto, 30 kHz, garantindo uma oscilação auto-sustentada para essa condição. Na Figura
4.12(b), nota-se que G(s) não intercepta a função descritiva para a condição de tensão de
entrada de 135 V
RMS
, o que permite identificar a não existência de uma oscilação auto-
sustentada para essa tensão de alimentação. Com o intuito de identificar quais parâmetros têm
determinado esse comportamento, foi retirado o circuito adicional e realizado novamente o
teste da avaliação da oscilação auto-sustentada. Na Figura 4.13 é mostrado o diagrama
estendido de Nyquist para a condição de tensão de entrada de 135 V
RMS
, com o circuito
adicional desligado, operando apenas o REAO.
67
Figura 4.13 – Diagrama estendido de Nyquist para tensão de entrada de 135 V
RMS
sem o circuito adicional
Pela Figura 4.13 pode-se ver que o sistema apresenta uma oscilação auto-sustentada
para essa condição de tensão de entrada, sugerindo que, nesse caso, a não ocorrência de uma
oscilação auto-sustentada pode ser gerada pelo circuito adicional. Entretanto, o que se tem
conhecimento é que o conjunto REAO mais circuito adicional não apresenta uma oscilação
auto-sustentada para algumas faixas de operação. Assim, torna-se necessário realizar um
projeto interativo, no intuito de modificar parâmetros nas etapas de projeto anteriores e buscar
uma alternativa para que o sistema satisfaça a todas as etapas de projeto, mas sem que o
REAO com entrada universal perca sua característica de variação da freqüência.
4.5 Conclusão
Nesse capítulo foi apresentado o REAO com entrada universal, que é uma aplicação
do REAO tradicional. Foi desenvolvida uma estratégia de projeto, obtida da estratégia de
projeto do REAO tradicional, com o acréscimo do projeto do circuito adicional. A
metodologia proposta deve atender a todas as faixas de operação, mantendo as principais
características do REAO tradicional.
O exemplo de projeto mostrado no final do capítulo mostrou que o protótipo não
atendeu a última etapa de projeto, sendo necessário acrescentar um projeto interativo às etapas
de projeto, para que o REAO com entrada universal atenda as condições de operação, para
toda faixa de variação da tensão de entrada.
CAPÍTULO 5
5
A
DEQUAÇÃO DE
P
ROJETO DO
REAO
REAO
COM
E
NTRADA
U
NIVERSAL
5.1 Introdução
A metodologia de projeto desenvolvida no capítulo 4 mostrou a necessidade de buscar
uma alternativa de projeto, pois a avaliação da oscilação auto-sustentada mostrou que o
protótipo não atenderia a todas as condições de operação estabelecidas. Será utilizado o
CEEN como ferramenta principal para desenvolver um projeto interativo, que atenda as
condições de operação.
5.2 Alternativas de projeto do REAO com entrada universal
Como mostrado no exemplo de projeto do capítulo 4, quando a tensão de entrada
alcançou o valor de 135 V
RMS
, o REAO com entrada universal não apresentou uma oscilação
auto-sustentada, o que mostrou que o protótipo não atenderia a todas as condições de projeto.
Com o objetivo de solucionar esse problema, será realizada uma análise do REAO com
entrada universal empregando o diagrama estendido de Nyquist. A estratégia consiste em
variar parâmetros do circuito, no intuito de determinar faixas de operação com oscilação auto-
sustentada. Essa alternativa é utilizada por possibilitar uma análise direta da oscilação auto-
sustentada. A partir de possíveis soluções encontradas, devem-se redefinir novos parâmetros
nas etapas de projeto e adequá-las a essa nova condição.
Como o circuito adicional contribui para a não existência de ciclos limite,
primeiramente será analisado o diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L
d
,
sendo esses valores maiores e menores que o valor de projeto, mantendo os outros elementos
69
do circuito fixos de acordo com a metodologia de projeto do capítulo 4. Na Figura 5.1 é
mostrado o diagrama estendido de Nyquist para valores de 0.8L
d
até 1.4L
d
.
Figura 5.1 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L
d
Através da análise da Figura 5.1 pode-se concluir que apenas uma variação em L
d
não
é suficiente para garantir uma oscilação auto-sustentada do REAO com entrada universal,
visto que, em nenhuma das curvas, G(s) interceptou a função descritiva. Portanto, devem ser
buscadas outras alternativas que satisfaçam a condição de projeto.
A segunda alternativa é alterar o valor de L
m
, mantendo os demais parâmetros do
circuito fixos. Na Figura 5.2 é mostrado o diagrama estendido de Nyquist para valores de L
m
que variam de 0.8L
m
até 1.3L
m
.
70
Figura 5.2 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L
m
Através da Figura 5.2 é possível constatar que nenhum dos valores de L
m
satisfaz a
condição de projeto, tornando essa alternativa insuficiente para solucionar o problema da não
existência de uma oscilação auto-sustentada do REAO com entrada universal.
O próximo passo consiste na alteração dos dados de projeto do filtro ressonante. Se a
variação de pelo menos um dos elementos do filtro for suficiente para garantir uma oscilação
auto-sustentada, o filtro deve ser reprojetado em função desse elemento.
O primeiro elemento do filtro analisado é o capacitor série ressonante C
S
, tendo seu
valor alterado de 0.2C
S
até 0.9C
S
. Na Figura 5.3 é mostrado o diagrama estendido de Nyquist
para os diferentes valores de C
S
.
Figura 5.3 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de C
S
Para valores baixos de C
S
, G(s) intercepta a função descritiva. Desse modo, a variação
nos valores de C
S
torna-se uma alternativa possível de ser implementada para melhorar a
71
condição de oscilação auto-sustentada do REAO com entrada universal. Contudo, um valor
diferente de C
S
implica em diferentes valores de L e C
P
, para que o filtro atenda as exigências
de projeto necessárias. Assim, após a definição dos novos valores dos componentes do filtro,
a oscilação auto-sustentada deve ser avaliada novamente.
Na busca de mais alternativas, o próximo elemento a ser testado é o capacitor paralelo
ressonante C
P
, tendo variação de 0.41C
P
a 1.12C
P
, novamente, mantendo os demais
parâmetros do circuito fixos. Na Figura 5.4 é mostrado o diagrama estendido de Nyquist para
os diferentes valores de C
P
.
Figura 5.4 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de C
P
A Figura 5.4 mostra que apenas alterando o valor de C
P
não é possível garantir uma
oscilação auto-sustentada. Assim, a variação de C
P
não se constitui numa boa alternativa de
adequação de projeto.
O próximo elemento a ser testado é o indutor ressonante L. Na Figura 5.5 é mostrado o
diagrama estendido de Nyquist para valores de 0.44L
até 1.1L.
72
Figura 5.5 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de L
Para valores baixos de L, menores que 600 µH, o REAO com entrada universal passa a
satisfazer a condição de estabilidade, já que G(s) intercepta a função descritiva, sendo uma
alternativa possível de ser implementada. Entretanto, o valor de L, assim como C
P
, está
condicionado à metodologia de projeto, impossibilitando a variação desses parâmetros sem
que seja alterado o método de projeto do filtro ressonante. Ao contrário, C
S
é o primeiro
elemento determinado, possibilitando alteração de seu valor sem interferência na metodologia
de projeto.
5.3 Adequação do projeto do filtro ressonante
Como mostrado na seção 5.2, existem duas possibilidades de adequação do projeto do
REAO com entrada universal, ambas relacionadas ao filtro ressonante. Opta-se por alterar o
valor de C
S
, não sendo necessária uma alteração na metodologia de projeto do filtro
ressonante. O novo valor de C
S
determinado é 20 nF, que satisfaz a condição da existência de
uma oscilação auto-sustentada, conforme restrição do diagrama estendido de Nyquist da
Figura 5.3. Depois de reprojetado o filtro ressonante, deve-se avaliar a existência de uma
oscilação auto sustentada antes de implementar o circuito do reator eletrônico.
Utilizando a metodologia de projeto desenvolvida no capítulo 4, têm-se os seguintes
dados de projeto para o segundo exemplo do REAO com entrada universal:
•
Tensão de entrada mínima: 100 V
RMS
± 20%, 60 Hz;
•
Tensão de entrada máxima: 220 V
RMS
± 20%, 60 Hz;
•
Lâmpada fluorescente OSRAM F032W/841 LUMILUX: Potência P=32 W;
73
•
Resistência equivalente da LF:
376
R
≅
Ω, definida através de (4.3);
•
Tensão dos diodos zener D
Z1
-D
Z4
: V
Z
=12 V, 1/2 W;
•
Freqüência mínima de operação: f
smin
=30 kHz;
•
Freqüência máxima de operação: f
smax
= 36 kHz, definida em (4.31).
Os novos parâmetros do REAO universal são definidos na tabela 5.1.
Tabela 5.1 – Parâmetros do REAO com entrada universal (segundo exemplo)
Filtro ressonante
C
S
Capacitor polipropileno 20 nF / 1600 V
C
P
Capacitor polipropileno 24 nF / 2000 V
L Indutor ressonante 1.52 mH / EE25 – IP12 - Thornton
Comando auto-oscilante
L
P
, L
S1
, L
S2
Transformador de corrente L
P
=33.7 µH; L
S1
=L
S2
=660 µH: NT 15/9/8
D
Z1
-D
Z4
Diodo zener C12ST
Outros componentes do REAO
D
1
-D
4
Diodos 4x1N4007
C
B
Capacitor eletrolítico 100 µF / 400 V
dc
Diac DB3
C
Q
Capacitor cerâmico 100 nF / 63 V
R
Q
Resistor 220 KΩ / 1/8 W
R
M
Resistor 470 KΩ / 1/8 W
S
1
,S
2
Interruptores IRF740
R Lâmpada fluorescente OSRAM F032W/841 LUMILUX
Circuito adicional
L
d
Indutor circuito adicional 345 µH / EE20 – IP12 - Thornton
D
6
-D
9
Diodos 1N4148
T
SC
Transistor bipolar 2N2222A
D
ZC
Diodo zener C12ST
R
1
Resistor 150 KΩ / 1/8 W
R
2
Resistor 12 KΩ / 1/8 W
A partir da definição dos novos parâmetros de projeto, a oscilação auto-sustentada é
avaliada na Figura 5.6, para a mínima tensão de entrada, 100 V
RMS
, e para a máxima tensão de
entrada, 220 V
RMS.
74
(a) (b)
Figura 5.6 – Avaliação da oscilação auto-sustentada – (a) Tensão de entrada de 100 V
RMS
. (b) Tensão de entrada
de 220 V
RMS
Na Figura 5.6(a), o sistema apresenta uma oscilação auto-sustentada, já que G(s)
intercepta a função descritiva na freqüência de projeto, 30 kHz. Todavia, para máxima tensão
de entrada, Figura 5.6(b), novamente o REAO com entrada universal não apresenta uma
oscilação auto-sustentada. Deve-se então continuar na busca de alternativas que satisfaçam
todas as condições de projeto.
5.4 Possível modificação no circuito adicional
Uma possível modificação no circuito do REAO com entrada universal é a inserção de
um resistor em série com L
d
. Esse resistor (R
d1
), somado com a resistência equivalente de T
SC
(R
d
), poderá fazer com que o sistema atenda a condição da existência de um oscilação auto-
sustentada, dependendo dos valores que R
d1
assumir. Assim, o circuito adicional, se
confirmado a influência positiva de R
d1
, passará a ter a nova configuração mostrada na Figura
5.7.
Figura 5.7 – Nova configuração do circuito adicional
75
Para verificar a validade dessa alteração no circuito adicional, deve-se avaliar a
existência de uma oscilação auto-sustentada para diferentes valores de R
d1
, mantendo os
demais parâmetros do REAO com entrada universal fixos, com os valores do projeto original,
mostrados na tabela 4.2. Quanto maior o valor de R
d1
, maior será sua influência sobre o
circuito adicional, diminuindo o efeito de L
d
, e desse modo, dificultando a manutenção da
potência da LF no seu valor nominal para toda faixa de operação. Por isso, R
d1
deve ter o
menor valor possível, que garanta a existência de uma oscilação auto-sustentada e influencie o
mínimo possível no circuito adicional. Na Figura 5.8 é mostrado o diagrama de Nyquist para
diferentes valores R
d1
, que variam de 10 Ω até 150 Ω.
Figura 5.8 – Diagrama estendido de Nyquist para diferentes valores de R
d1
Analisando a Figura 5.8, conclui-se que a inserção de R
d1
é uma alternativa possível
para garantir uma oscilação auto-sustentada do REAO com entrada universal. Para diferentes
valores de R
d1
, G(s) intercepta a função descritiva em diferentes freqüências. Valores baixos
de R
d1
possibilitam o corte em freqüências mais altas, contudo, o sistema pode não apresentar
uma oscilação auto-sustentada. Valores elevados de R
d1
diminuem a máxima freqüência que
pode ser atingida para a condição de máxima influência de L
d
. Quando a tensão de entrada é
máxima, a tensão V
Z
do comando somada às quedas de tensão dos diodos da ponte
retificadora D
6
-D
9
, não aparece mais totalmente sobre L
d
, parte dessa tensão fica sobre R
d1
,
diminuindo a máxima influência de L
d
na freqüência de comutação. Assim, a máxima
freqüência alcançada na configuração de projeto original não pode mais ser alcançada,
dificultando o controle da potência da LF.
76
Deve-se então, buscar uma alternativa que permita controlar a potência da LF,
contudo, com uma variação menor de freqüência. Uma opção é alterar o fator de qualidade do
filtro ressonante (Q
o
). Um aumento no valor de Q
o
torna a curva do filtro mais íngreme,
fazendo que uma faixa menor de variação de freqüência tenha o mesmo efeito na potência da
LF.
A Figura 5.9 ilustra a curva do filtro ressonante do projeto original e também a curva
do filtro com um fator de qualidade maior, ambas para a condição de máxima tensão de
entrada.
Figura 5.9 – Curva potência x freqüência do filtro ressonante
Através da Figura 5.9 é possível comprovar que, para manter a potência da LF no seu
valor nominal para a condição de máxima tensão de entrada, é necessária uma freqüência de
comutação com valor mais baixo comparada a condição de projeto original.
Para aumentar o fator de qualidade do filtro pode-se diminuir o valor de C
S
. Nesse
caso, não é necessário alterar a metodologia de projeto do filtro ressonante, visto que, C
S
é o
primeiro elemento do filtro determinado, sendo os outros componentes calculados a partir
desse capacitor.
Além de inserir R
d1
e alterar o fator de qualidade do filtro ressonante, pode-se
aumentar a tensão mínima de projeto, que era de 100 V
RMS
. Aumentando a tensão mínima,
pode-se diminuir a faixa de tensão onde a potência da LF deve ser controlada, tornando a
77
tensão do início da operação do circuito adicional mais próxima a tensão de projeto do
REAO.
5.5 Conclusão
Nesse capítulo foram estudadas alternativas para que o REAO com entrada universal
satisfaça a condição da existência de uma oscilação auto-sustentada, última etapa da
metodologia de projeto. Para a avaliação das alternativas foi utilizado o CEEN, que é uma
ferramenta adequada para avaliação da estabilidade e existência de ciclos limite.
Uma solução que mostra-se possível e simples de ser implementada é a inserção de R
d1
no circuito adicional, aliado a um aumento no fator de qualidade do filtro ressonante e
aumento da tensão mínima de projeto. Essa solução torna-se adequada à medida que não é
necessária uma mudança na metodologia de projeto, apenas deve-se adequá-la a necessidade
de satisfazer a condição da existência de uma oscilação auto-sustentada.
78
CAPÍTULO 6
6
I
MPLEMENTAÇÃO DO
REAO
U
NIVE COM
E
NTRADA
U
NIVERSAL
6.1 Introdução
Após ser desenvolvida a metodologia de projeto do REAO com entrada universal,
nesse capítulo será mostrada a implementação do reator eletrônico. Primeiramente, serão
determinados os parâmetros do circuito, considerando as adequações de projeto do capítulo 5.
Após, serão mostrados resultados de simulação e resultados experimentais do protótipo
montado em laboratório, além da análise da existência de uma oscilação auto-sustentada, para
comprovar que a nova configuração do REAO com entrada universal atende a todas as etapas
de projeto.
6.2 Determinação dos parâmetros do REAO com entrada universal
Nesta seção serão determinados os parâmetros do REAO com entrada universal,
utilizando a metodologia de projeto desenvolvida nos capítulos 3 e 4 e as restrições impostas
no capítulo 5.
6.2.1
Dados de projeto
Os dados de projeto são definidos de acordo com a especificação da LF utilizada
(resistência equivalente) e considerando a estratégia de projeto mostrada na tabela 4.1, que
relaciona o projeto do filtro ressonante, circuito de comando e indutor do circuito adicional
com a tensão de entrada e freqüência de operação. A partir dessa estratégia, são definidos os
dados de projeto do filtro ressonante e do comando auto-oscilante.
79
•
Tensão de entrada: 115 V
RMS
± 20%, 60 Hz;
•
Lâmpada fluorescente OSRAM F032W/841 LUMILUX: Potência P=32 W;
•
Resistência equivalente da LF:
376
R
≅
Ω, definida através de (4.3);
•
Tensão dos diodos zener D
Z1
-D
Z4
: V
Z
=12 V, 1/2 W;
•
Freqüência mínima de operação: f
smin
=30 kHz.
6.2.2
Projeto do filtro ressonante
Para projetar o filtro ressonante, é utilizada a metodologia mostrada no capítulo 3. A
componente fundamental da tensão aplicada ao filtro é dada por (3.23) e definida em (6.1).
103.53
ef
V
=
(6.1)
Em que E=162 V é obtida do estágio de retificação, no qual deve ser determinado o capacitor
de barramento (Anexo B).
6.2.2.1
Determinação do ângulo de fase da impedância
De acordo com (3.25), o ângulo de fase da impedância do filtro é determinado
graficamente através da Figura 6.1, da qual podem-se determinar ângulos para operação
adequada do REAO com entrada universal na ignição e em regime permanente. Ângulos
positivos, indicam que o circuito é predominantemente indutivo, o que garante atraso da
corrente do filtro e conseqüentemente a comutação ZVS. A escolha adequada do ângulo de
fase proporciona também ao filtro um ganho de tensão suficiente na partida, já que, na
ignição, a LF se comporta como um circuito aberto, necessitando uma tensão elevada para
romper a resistência de arco da lâmpada.
80
Figura 6.1 - Ângulo de fase da impedância do filtro ressonante do REAO com entrada universal
De acordo com a Figura 6.1, um ângulo que satisfaz a condição de ignição da LF,
além da manutenção da potência nominal da mesma em regime permanente e também
proporciona a comutação ZVS é
33
o
φ
= .
6.2.2.2
Determinação do capacitor série ressonante
Como citado no capítulo 3, o capacitor série deve ser utilizado para retirar o nível
contínuo da tensão aplicada ao filtro ressonante LCC assimétrico. No capítulo 5 foi
determinado que C
S
deve ter seu valor reduzido, para que seja possível aumentar o fator de
qualidade do filtro. O valor adotado então é C
S
=47 nF.
6.2.2.3
Determinação do capacitor paralelo ressonante
O capacitor paralelo ressonante é definido em (3.26), obtendo-se o valor de C
P
=21 nF.
6.2.2.4
Determinação do indutor ressonante
O indutor ressonante do filtro é determinado por (3.27), tendo o valor valor de L=1.93
mH.
81
Definidos os parâmetros do filtro ressonante, estes serão empregados na determinação
dos componentes do circuito de comando do REAO com entrada universal e também na
determinação de L
d
.
6.2.3
Projeto do circuito de comando
O projeto do circuito de comando consiste na determinação de L
m
. Contudo, antes de
determinar L
m
, deve-se determinar a relação de espiras e as correntes que circulam no
primário e secundário do TC, além da constante K, definida em (4.27). A corrente no
secundário do TC é atribuída como sendo a corrente menor ou igual a corrente de polarização
máxima do diodo zener escolhido, segundo a especificação da tensão V
Z
, a partir do MOSFET
empregado (Anexo C). Nesse caso, cada diodo zener dissipa a metade da sua potência, visto
que, cada um deles é polarizado reversamente durante meio período. Sendo assim, i
s
é dada
por (6.2).
Z
s
Z
P
i
V
=
(6.2)
Desse modo, com os dados de projeto do ítem 5.2.1, i
s
=42 mA. A corrente do primário
do TC, i
p
,
é definida em (6.3), tendo o valor de i
p
=0.52 A.
ef
p
IN
V
i
Z
=
(6.3)
Em que Z
IN
é definido em (3.7), tendo o valor de |Z
IN
|=140.47 Ω. Assim, n é obtido através de
(4.28), o que resulta em (6.4).
1
6.25
n
=
(6.4)
A constante K é definida em (4.27), sendo K=6.47. Depois dessas definições, pode-se
determinar L
ms
, dada por (4.25) e (4.26). Desse modo tem-se L
ms
=660 µH. Já L
P
é obtido de
(6.5).
82
2
2 .
P ms
L L n
=
(6.5)
Logo, tem-se L
P
=33.7 µH.
6.2.4
Projeto do circuito adicional
O projeto do circuito adicional consiste nas etapas definidas no capítulo 4,
exemplificadas a seguir.
6.2.4.1
Determinação da máxima freqüência de comutação
A determinação da máxima freqüência de comutação é dada por (4.31), onde tem-se:
f
sm
=37 kHz.
6.2.4.2
Determinação de L
d
O indutor L
d
é determinado através de (4.36), tendo o valor de L
d
=320 µH.
6.2.4.3
Projeto dos resistores R
1
e R
2
Para a determinar os resistores R
1
e R
2
devem-se, primeiramente, definir alguns
parâmetros:
•
Tensão na qual o circuito adicional começa a operar: E
min
=115 V
RMS
;
•
Tensão do diodo zener do circuito adicional: V
DZC
=12 V;
•
Transistor bipolar NPN com configuração emissor comum: T
SC
=2N2222A;
•
Tensão máxima sobre R
2
: V
2
=V
DZC
+V
BE
, logo, V
2
=12,7 V, em que V
BE
é a tensão
do diodo intrínseco de T
SC
;
•
Máxima tensão de barramento, definida da tabela 4.1: E
max
=311 V;
•
Corrente máxima na base de T
SC
para operação na região linear: i
bmax
=1 mA.
A Figura 5.2 mostra a curva característica do transistor bipolar empregado. Essa curva
foi obtida experimentalmente em [64] e é utilizada para determinação da região de operação
do transistor, que deve ser na região linear durante toda a faixa de variação da tensão de
entrada do REAO com entrada universal.
83
Figura 6.2 - Curva característica obtida experimentalmente para o transistor bipolar 2N2222A
A partir da definição desses parâmetros, pode-se determinar os valores dos resistores
R
1
e R
2
, os quais são definidos em (4.46) e (4.42), respectivamente. Assim, tem-se R
1
=100 kΩ
e R
2
=10 kΩ.
6.2.5
Avaliação da oscilação auto-sustentada
A oscilação auto-sustentada é avaliada a partir de uma rotina implementada no
software Mathcad, que será mostrada no final desse capítulo.
6.3 Resultados de simulação
Na Figura 6.3 é mostrado o esquemático do circuito do REAO com entrada universal
que foi empregado na simulação, na qual foi utilizado o software ORCAD.
Todos os valores dos componentes empregados correspondem aos valores projetados.
Os valores de R
Q
, C
Q
e R
M
são determinados de acordo com [29]. Além disso, são feitas
algumas simplificações:
•
A rede de alimentação, a ponte retificadora e o capacitor de barramento C
B
são
representados pela fonte de tensão contínua E;
•
A LF é representada pelo modelo de sua resistência equivalente [56].
84
Figura 6.3 - Esquemático do circuito do REAO com entrada universal
Os resultados de simulação são mostrados para as tensões de entrada de 115 V
RMS
e
220 V
RMS
, nos quais os limites de 90 e 240 V
RMS
estão incluídos em uma variação de 20% da
tensão de entrada.
As Figuras 5.4(a) e (b) mostram as formas de onda de tensão e corrente no braço D
Z3
-
D
Z4
do secundário para 115 V
RMS
e 220 V
RMS
, respectivamente.
(a) (b)
Figura 6.4 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente no braço D
Z3
-D
Z4
– (a) 115 V
RMS
. (b) 220 V
RMS
85
Na Figura 6.4(a) tem-se que a forma de onda de tensão é aproximadamente quadrada.
Na Figura 6.4(b), a forma de onda de tensão está deformada, resultado de uma ressonância
entre as capacitâncias intrínsecas do MOSFET e da indutância equivalente entre L
ms
e L
d
, que
será discutida nos resultados experimentais.
Na Figura 6.5 são mostradas formas de onda de tensão e corrente no interruptor S
2
,
para avaliação da comutação ZVS.
(a) (b)
Figura 6.5 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente no interruptor S
2
– (a) 115 V
RMS
. (b) 220 V
RMS
Pelas formas de onda verifica-se a comutação ZVS para ambas as tensões de entrada.
Existe outra forma de analisar a comutação suave, através de (6.5) e (6.6), onde são avaliadas
a freqüência de ressonância na ignição e em regime permanente.
1 1
2
.
ig
S P
S P
f
C C
L
C C
π
=
+
(6.5)
1 1
2
.
rp
S
f
L C
π
=
(6.6)
Em (6.5), f
ig
representa a freqüência de ressonância na ignição, que é igual a
freqüência mínima de comutação do REAO com entrada universal, 30 kHz. Após a partida, a
freqüência de ressonância do circuito (f
rp
), é reduzida para um valor aproximadamente três
vezes menor, de acordo com (6.6), em que o capacitor paralelo do filtro passa a não
influenciar significativamente na ressonância. Isso ocorre devido à redução da resistência
equivalente da LF, que na ignição possui um valor muito grande, mas em regime permanente
86
é aproximadamente R=376 Ω. Para garantir a comutação ZVS é necessário que o filtro tenha
característica indutiva, ou seja, opere em freqüência maior que a freqüência de ressonância.
Como o REAO com entrada universal tende a aumentar a freqüência de comutação, a partir
de 30 kHz, é garantida operação ZVS durante toda a faixa de tensão de entrada.
Na Figura 6.6, as formas de onda de tensão e corrente na LF são mostradas.
(a) (b)
Figura 6.6 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente na LF – (a) 115 V
RMS
. (b) 220 V
RMS
As formas de onda de tensão e corrente na LF são aproximadamente senoidais para as
duas tensões de entrada. Na Figura 6.6(a), tem-se f
s
=30 kHz e P
out
=30 W, corroborando os
valores de projeto. Na Figura 6.6(b), os valores de freqüência e potência são: f
s
=36 kHz e
P
out
=33.8 W, respectivamente, que também estão próximos aos valores projetados.
A Figura 6.7 mostra as formas de onda de tensão e corrente no indutor L
d
.
(a) (b)
Figura 6.7 - Simulação das formas de onda de tensão em L
d
– (a) 115 V
RMS
. (b) 220 V
RMS
87
Na Figura 6.7(a), o circuito adicional está atuando, mas com uma pequena influência
de L
d
na freqüência de comutação, visto que, nesse instante, a tensão sobre o indutor possui
um valor baixo, assim como a corrente.
Na Figura 6.7(b), a corrente i
d
possui um valor eficaz mais elevado e a tensão sobre o
indutor tem seu maior valor, indicando a máxima influência do circuito adicional. As formas
de onda de tensão sobre L
d
se refletem em T
SC
, como mostra a Figura 5.8, que ilustra tensão e
corrente sobre o transistor.
(a) (b)
Figura 6.8 - Simulação das formas de onda de tensão e corrente em T
SC
– (a) 115 V
RMS
. (b) 220 V
RMS
Na Figura 6.8(a), a tensão V
CE
sobre T
SC
tem um valor elevado, próximo a tensão gate-
source do circuito de comando. Como i
c
nesse instante é baixa, tem-se que o valor da
resistência equivalente de T
SC
, R
d
, é alta. Já na Figura 6.8(b), como a influência do circuito
adicional é máxima e a tensão sobre T
SC
é praticamente zero, tem-se que R
d
é baixa,
idealmente zero.
6.4 Resultados experimentais
Na Figura 6.9 é mostrado o circuito do REAO com entrada universal implementado a
partir dos parâmetros de projeto definidos na seção 6.2.
88
Figura 6.9 – REAO com entrada universal implementado
Na Figura 6.10 é mostrada uma foto do protótipo implementado.
Figura 6.10 - Foto do protótipo do REAO com entrada universal implementado
A tabela 6.1 mostra todos os parâmetros do REAO com entrada universal.
89
Tabela 6.1 – Parâmetros do REAO com entrada universal (exemplo final)
Filtro ressonante
C
S
Capacitor polipropileno 47 nF / 1600 V
C
P
Capacitor polipropileno 21 nF / 2000 V
L Indutor ressonante 1.93 mH / EE25 – IP12 - Thornton
Comando auto-oscilante
L
P
, L
S1
, L
S2
Transformador de corrente L
P
=33.77 µH; L
S1
=L
S2
=660 µH: NT 15/9/8
D
Z1
-D
Z4
Diodo zener C12ST
Outros componentes do REAO
D
1
-D
4
Diodos 4x1N4007
C
B
Capacitor eletrolítico 100 µF / 400 V
dc
Diac DB3
C
Q
Capacitor cerâmico 100 nF / 63 V
R
Q
Resistor 220 KΩ / 1/8 W
R
M
Resistor 470 KΩ / 1/8 W
S
1
,S
2
Interruptores IRF740
R Lâmpada fluorescente OSRAM F032W/841 LUMILUX
Circuito adicional
L
d
Indutor circuito adicional 320 µH / EE20 – IP12 - Thornton
D
6
-D
9
Diodos 1N4148
T
SC
Transistor bipolar 2N2222A
D
ZC
Diodo zener C12ST
R
1
Resistor 100 KΩ / 1/8 W
R
2
Resistor 10 KΩ / 1/8 W
R
d1
Resistor 15 Ω/ 1/8 W
Na Figura 6.11 são mostradas as formas de onda de tensão e corrente no braço D
Z3
-D
Z4
para tensão de entrada de 115 V
RMS
e 220 V
RMS
, respectivamente.
(a) (b)
Figura 6.11 - Formas de onda de tensão e corrente no braço D
Z3
-D
Z4
– (a) 115 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20
s/div). (b) 220 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)
Assim como nos resultados de simulação, na Figura 6.11(a), a tensão no braço D
Z3
-D
Z4
é aproximadamente quadrada. Na Figura 6.11(b) a tensão apresenta uma deformação na sua
forma de onda, resultando de uma ressonância entre a capacitância intrínseca do MOSFET
empregado e a indutância equivalente entre L
ms
e L
d
. A capacitância intrínseca do MOSFET
90
influencia na freqüência de comutação do REAO com entrada universal. A partir dessas
informações, foi escolhido um MOSFET que pudesse influenciar positivamente na freqüência
de comutação, aumentando seu valor, e também que tivesse uma capacitância intrínseca que
diminuísse o máximo possível a freqüência de ressonância entre essa capacitância e a
indutância equivalente do circuito de comando. Isso, para que a deformação na forma de onda
da tensão do comando não seja suficiente para que a tensão gate-source caia abaixo do seu
limite para manter o MOSFET “ligado”. Sendo assim, o semicondutor utilizado passa a ser o
IRF820, que possui uma capacitância intrínseca mais elevada que a do IRF 740, utilizado no
primeiro exemplo de projeto.
A Figura 6.12 mostra as formas de onda de tensão e corrente no interruptor S
2
, para
avaliação da comutação ZVS.
(a) (b)
Figura 6.12 - Formas de onda de tensão e corrente no interruptor S
2
– (a) 115 V
RMS
(50 V/div 500 mA/div; 20
s/div). (b) 220 V
RMS
(100 V/div 500 mA/div; 20 s/div)
Como mostra a Figura 6.12, a comutação suave é garantida para as duas tensões de
entrada. A operação ZVS é assegurada também para as tensões intermediárias entre os
extremos, como mostram os resultados de (6.5) e (6.6), à medida que, a freqüência de
comutação é sempre mais elevada que a freqüência de ressonância do filtro, em regime
permanente.
Na Figura 6.13 são mostradas tensão e corrente na entrada do REAO com entrada
universal.
91
(a) (b)
Figura 6.13 - Formas de onda de tensão e corrente na entrada do REAO universal – (a) 115 V
RMS
(100 V/div
1A/div; 10 ms/div). (b) 220 V
RMS
(250 V/div 1 A/div; 10 ms/div)
Como mostram as Figuras 6.13(a) e (b), a potência ativa para tensão de entrada de 115
V
RMS
e 220 V
RMS
é P
in
=30.74 W e P
in
=38 W, respectivamente, tendo uma elevação de
aproximadamente 22% da menor para a maior tensão de entrada.
Na Figura 6.14 são mostradas as formas de onda de tensão e corrente na LF.
(a) (b)
Figura 6.14 - Formas de onda de tensão e corrente na LF – (a) 115 V
RMS
(100 V/div 200 mA/div; 20 s/div). (b)
220 V
RMS
(100 V/div 200 mA/div; 20 s/div)
Na Figura 6.14(a), a potência ativa atingiu o valor de P
out
=29.65 W. A freqüência teve
o valor de f
s
=30.37 kHz, estando de acordo com o projeto. Na Figura 6.14(b), a potência ativa
teve o valor de P
out
=34 W e a freqüência f
s
=35.53 kHz, também próximos aos valores de
projeto. O rendimento da topologia proposta teve o valor de η=96.4%, para 115 V
RMS
de
tensão de entrada, e η=90% para tensão de entrada de 220 V
RMS
.
A Figura 6.15 mostra as formas de onda de tensão e corrente no indutor L
d
.
92
(a) (b)
Figura 6.15 - Formas de onda de tensão e corrente em L
d
– (a) 115 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div). (b)
220 V
RMS
(10 V/div 200 mA/div; 20 s/div)
Assim como nos resultados de simulação, na Figura 6.15(a) a tensão em L
d
possui um
valor baixo, indicando uma pequena influência de L
d
no REAO com entrada universal. A
corrente apresenta um valor de aproximadamente 55 mA e uma forma de onda
aproximadamente quadrada, indicando uma resistência equivalente elevada de T
SC
. Na Figura
6.15(b), a corrente possui um valor de 200 mA e forma de onda próxima a uma senóide,
indicando uma menor resistência de T
SC
. A tensão sobre L
d
tem o seu valor mais elevado,
indicando a máxima influência do circuito adicional.
Na Figura 6.16 são mostradas as formas de onda de tensão e corrente em T
SC
.
(a) (b)
Figura 6.16 - Formas de onda de tensão e corrente em T
SC
– (a) 115 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div). (b)
220 V
RMS
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)
Na Figura 6.16(a), a tensão V
CE
sobre T
SC
apresenta um valor elevado, indicando uma
resistência equivalente elevada do transistor e uma pequena influência do circuito adicional na
freqüência de comutação. Na Figura 6.16(b), a tensão V
CE
é aproximadamente zero, indicando
93
o mínimo valor da resistência equivalente de T
SC
e a máxima influência do circuito adicional
na freqüência de comutação do REAO com entrada universal.
6.5 Avaliação da oscilação auto-sustentada
Com o intuito de avaliar a existência de uma oscilação auto-sustentada da nova
configuração do REAO com entrada universal, na Figura 6.17 é mostrado o diagrama
estendido de Nyquist para as condições de tensão de entrada de 115 V
RMS
e 220 V
RMS
.
(a) (b)
Figura 6.17 – Diagrama estendido de Nyquist – (a) Tensão de entrada 115 V
RMS
. (b) Tensão de entrada 220 V
RMS
Na Figura 6.17(a), para tensão de entrada de 115 V
RMS
, G(s) intercepta a função
descritiva na freqüência de 30 kHz, indicando uma oscilação auto-sustentada na freqüência de
projeto. Na Figura 6.17(b), para tensão de entrada de 220 V
RMS
, G(s) intercepta a função a
função descritiva em dois pontos. Se o ponto de projeto for o ponto A, o sistema apresenta
uma oscilação auto-sustentada, satisfazendo a condição da existência de uma oscilação auto-
sustentada. Assim, conclui-se que a nova configuração do REAO com entrada universal
satisfaz todas as etapas de projeto.
6.6 Resultados experimentais para tensões intermediárias
Para comprovação do funcionamento do REAO com entrada universal para toda a
faixa de tensão de entrada, são mostrados resultados experimentais das formas de onda de
tensão e corrente na LF e tensão e corrente no circuito de comando, para diferentes tensões de
entrada, intermediárias entre os extremos de 115 V
RMS
e 220 V
RMS
, que fazem parte dos
valores de tensão da rede elétrica nos diferentes países do mundo.
94
Nas Figuras 6.18 a 6.21 são mostradas as formas de onda para tensão de entrada de
100 V
RMS
, 110 V
RMS
, 127 V
RMS
, e 230 V
RMS
, respectivamente.
(a) (b)
Figura 6.18 – Formas de onda para tensão de entrada de 100 V
RMS
– (a) LF, P = 27.5 W (100 V/div 200 mA/div;
20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)
(a) (b)
Figura 6.19 - Formas de onda para tensão de entrada de 110 V
RMS
– (a) LF, P = 29 W
(100 V/div 200 mA/div; 20
s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)
(a) (b)
Figura 6.20
-
Formas de onda para tensão de entrada de 127 V
RMS
– (b) LF, P = 32 W
(100 V/div 200 mA/div;
20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)
95
(a) (b)
Figura 6.21 - Formas de onda para tensão de entrada de 230 V
RMS
– (a) LF, P = 35.7 W
(100 V/div 200 mA/div;
20 s/div). (b) braço D
Z3
-D
Z4
(10 V/div 50 mA/div; 20 s/div)
Através das Figuras 6.18 a 6.21 é possível comprovar o funcionamento do REAO com
entrada universal para as diferentes tensões de entrada que são distribuídas pelas
concessionárias de energia para seus consumidores. Assim, a metodologia de projeto
desenvolvida mostra-se adequada para o reator eletrônico proposto.
6.7 Gráfico Potência x Tensão de entrada
Na Figura 6.22 é mostrado o gráfico que relaciona a potência da LF com a tensão de
entrada do REAO com entrada universal. O gráfico visa ilustrar que para toda a faixa de
variação da tensão de entrada, a variação da potência na LF é pequena e aceitável.
Figura 6.22 – Gráfico P x V
in
da LF
96
Através da Figura 6.22 tem-se que para toda faixa de variação da tensão de entrada, a
variação da potência da LF é de aproximadamente 30%.
6.8 Conclusão
Nesse capítulo foi apresentada a implementação do REAO com entrada universal,
adicionando a metodologia de projeto interativo proposta no capítulo 5 à metodologia
proposta no capítulo 4. Os resultados de simulação e experimentais foram parecidos, tanto
para os valores de potência e freqüência nos extremos da faixa de operação, quanto para as
demais formas de onda avaliadas, como no circuito de comando, onde ficou evidente a
ressonância entre a capacitância intrínseca dos interruptores e a indutância equivalente entre
L
d
e L
ms
. Os resultados mostraram-se adequados à medida que os níveis de potência na LF
ficaram dentro de valores aceitáveis, tendo uma variação pequena para em toda faixa de
operação. A condição da oscilação auto-sustentada foi satisfeita mostrando que o sistema
satisfaz a todas as condições de projeto.
O REAO com entrada universal mostrou-se uma boa alternativa para implementar
reatores eletrônicos universais, pelo fato do circuito adicional possuir um número reduzido de
componentes. Sendo assim, o REAO com entrada universal mantém as principais
características do REAO, além de ser um circuito compacto. Outro aspecto importante é a
utilização do comando auto-oscilante, que proporciona robustez ao circuito, além da
possibilidade de variação automática da freqüência através de um controle feedforward.
7 C
ONCLUSÃO
G
ERAL
Nesse trabalho foi desenvolvida a análise e o projeto de um reator eletrônico auto-
oscilante com entrada universal, que mantém a potência da lâmpada fluorescente empregada
próxima ao seu valor nominal, independente da tensão de alimentação do circuito. Um
circuito adicional junto ao reator eletrônico auto-oscilante permite alterar a freqüência de
comutação do circuito, de acordo com a variação na tensão de entrada, considerando a
característica de ganho do filtro ressonante LCC que alimenta a lâmpada.
Um reator eletrônico com possibilidade de entrada universal constitui uma boa
alternativa para que possa ser comercializado em qualquer lugar do mundo, além de
proporcionar maior segurança, por não necessitar de nenhum ajuste à rede elétrica local. Além
disso, a utilização do comando auto-oscilante proporciona uma maior confiabilidade e
robustez ao reator eletrônico.
A metodologia de projeto dessa dissertação mostrou-se adequada, pois satisfez as
condições de operação do reator eletrônico, atendendo todas as etapas de projeto. A inserção
do circuito adicional ao reator eletrônico auto-oscilante mostrou que uma condição de
operação sem uma oscilação auto-sustentada pode ocorrer em algumas faixas de operação.
Por isso, foi desenvolvida uma metodologia de projeto interativo, fazendo uma variação de
parâmetros do circuito do reator eletrônico e observando a influência de cada um na
ocorrência de uma oscilação auto-sustentada. O projeto interativo foi uma das principais
contribuições da dissertação, à medida que pode ser utilizada para qualquer sistema que
utilize comando auto-oscilante, tornando possível identificar quais parâmetros do circuito
podem ser alterados para que o reator atenda as condições de operação.
Os resultados de simulação e experimentais comprovaram o funcionamento do reator
eletrônico auto-oscilante com entrada universal.
O critério de estabilidade estendido de
Nyquist mostrou-se uma excelente alternativa para avaliar a oscilação auto-sustentada, visto
que, é uma ferramenta simples de ser utilizada e fornece bons resultados para análise da
existência de uma oscilação auto-sustentada.
98
O reator eletrônico analisado foi empregado para alimentar uma lâmpada fluorescente
tubular de 32 W. Contudo, pode ser utilizado para lâmpadas fluorescentes tubulares de outras
potências e também para alimentação de lâmpadas fluorescente compactas, que têm ganhado
bastante espaço no mercado de sistemas de iluminação artificial.
Como sugestão para trabalhos futuros, pode ser avaliada a utilização do reator para
alimentação de duas ou quatro lâmpadas. Pode ser adicionado um estágio de correção de fator
de potência e também avaliado o aquecimento dos filamentos da lâmpada.
99
8
9
10 R
EFERÊNCIAS
B
IBLIOGRÁFICAS
[1]
EPE – EMPRESA DE PESQUISA ENERGÉTICA. Disponível em:
http://www.canalenergia.com.br/linkto.asp?countn=EPE_Externo%linkRemoto=http://
www.epe.gov.br/mercado/Paginas/Estudos_27.aspx, Acesso em: 15 jul. 2009.
[2]
ELCF – EUROPEAN LAMPS COMPANIES FEDERATION.
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Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa
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Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa
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Desenvolvimento de novas topologias de circuitos eletrônicos
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Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa
Maria, Santa Maria, 2005.
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Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos.
Editora
Prentice Hall do Brasil, 1994.
[66]
UNITRODE, I. C.
Power supply seminar,
Merrimack, 1993.
104
11 A
NEXOS
105
12 A
NEXO
A
–
F
OLHAS DE
D
ADOS DO
D
IODO
Z
ENER
106
13 A
NEXO
B
–
C
ÁLCULO DO
C
APACITOR DE
B
ARRAMENTO
O valor do capacitor do barramento (CB) deve ser determinado através da diferença de
energia em meio período da rede de alimentação [65], [66].
Em um ciclo inteiro da rede, a energia fornecida é:
in
ca
ca
P
E
f
=
(B1)
Em que P
in
é a potência de entrada do reator eletrônico e f
ca
é a freqüência da rede de
alimentação.
Relacionando a equação da energia no capacitor com a tensão máxima (V
max
) e
mínima (V
min
) no barramento, tem-se (B2) e (B3).
2 2
max min
1 1
. .
2 2 2
ca
E
CBV CB V= −
(B2)
2 2
max min
. .
ca
E CB V CB V= −
(B3)
Assim, CB é definido em (B4):
2 2
max min
( )
ca
E
CB
V V
=
−
(B4)
Substituindo (B1) em (B4) tem-se:
2 2
. max min
( )
in
ca
P
CB
f V V
≥
−
(B5)
107
14 A
NEXO
C
–
F
OLHAS DE
D
ADOS DO
MOSFET
108
15 A
NEXO
D
–
P
UBLICAÇÕES
O
RIUNDAS DO
T
EMA
DA
D
ISSERTAÇÃO
Trabalhos Publicados e Apresentados em Eventos Internacionais
[1] LOPES, J. P.; SILVA, M. F.; PINTO, R. A.; PRADO, R. N.; SEIDEL, Á. R..
“Universal
input voltage self-oscillating electronic ballast with feedforward control”.
In: IEEE
Industry Applications Society. IAS 2009, p. 1-5, Record.
Trabalhos Publicados e Apresentados em Eventos Nacionais
[2] LOPES, J. P.; SILVA, M. F.; PRADO, R. N.; SEIDEL, Á. R..
“Universal input voltage
self-oscillating electronic ballast based on switching frequency control”.
In:
Congresso Brasileiro de Eletrônica de Potência. COBEP 2009, p. 285-290, Record.
Artigos Aceitos para Publicação
[3] LOPES, J. P.; SILVA, M. F.; PRADO, R. N.; SEIDEL, Á. R..
“Universal input voltage
self-oscillating electronic ballast”.
In: European Conference on Power Electronics and
Applications. EPE 2009, Record.
Artigos Enviados para Publicação em Revista Internacional
[4] LOPES, J. P.; SILVA, M. F.; PRADO, R. N.; SEIDEL, Á. R..
“Universal line voltage
self-oscillating electronic ballast through feedforward switching frequency control”.
In: IEE Electronic Letters, 2010.
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