( PDF ) Desenvolvimento e implementação de um sistema de monitoramento em tempo real da tensão da rede com acesso remoto

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GUILHERME PIAZENTINI COLNAGO

DESENVOLVIMENTO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM SISTEMA DE

MONITORAMENTO EM TEMPO REAL DA TENSÃO DA REDE COM

ACESSO REMOTO

Dissertação apresentada ao Programa de Pós-

Graduação em Engenharia Elétrica do Centro

Tecnológico da Universidade Federal do Espírito

Santo, como requisito parcial para obtenção do

Grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Dr. José Luiz F. Vieira.

Co-orientador: Prof. Dr. Gilberto C. D. Sousa.

VITÓRIA

2009

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Dados Internacionais de Catalogação-na-publicação (CIP)

(Biblioteca Central da Universidade Federal do Espírito Santo, ES, Brasil)

Colnago, Guilherme Piazentini, 1980-

C717d Desenvolvimento e implementação de um sistema de monitoramento

em tempo real da tensão da rede com acesso remoto / Guilherme

Piazentini Colnago. – 2009.

146 f. : il.

Orientador: José Luiz de Freitas Vieira.

Co-orientador: Gilberto Costa Drumond Sousa.

Dissertação (mestrado) – Universidade Federal do Espírito Santo,

Centro Tecnológico.

1. Medidores elétricos. 2. Sistemas de energia elétrica - Controle de

qualidade. 3. Energia elétrica - Falhas. 4. Acesso remoto. I. Vieira, José

Luiz de Freitas. II. Sousa, Gilberto Costa Drumond. III. Universidade

Federal do Espírito Santo. Centro Tecnológico. IV. Título.

CDU: 621.3

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GUILHERME PIAZENTINI COLNAGO

DESENVOLVIMENTO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM SISTEMA DE

MONITORAMENTO EM TEMPO REAL DA TENSÃO DA REDE COM

ACESSO REMOTO

Dissertação submetida ao programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica do Centro

Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, como requisição parcial para a

obtenção do Grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

Aprovada em 05 de outubro de 2009.

COMISSÃO EXAMINADORA

Prof. Dr. José Luiz de Freitas Vieira

Universidade Federal do Espírito Santo

Orientador

Prof. Dr. Gilberto Costa Drumond Sousa

Universidade Federal do Espírito Santo

Co-orientador

Prof. Dr. Domingos Sávio Lyrio Simonetti

Universidade Federal do Espírito Santo

Prof. Dr. Fernando Pinhabel Marafão

Universidade Estadual Paulista – UNESP – Sorocaba

Aos meus pais, minha irmã,

Joyce e minha avó (em memória).

AGRADECIMENTOS

Às várias pessoas que colaboraram diretamente neste trabalho.

À MTS Engenharia pela liberação no meu horário de trabalho para cumprir a carga

horária das aulas do curso, assim como pelo suporte material e técnico para o

desenvolvimento do projeto; aos meus colegas de lá, que me ajudaram tanto em questões

teóricas e técnicas; ao Eduardo, que trabalhou na elaboração do sistema servidor no

computador; ao Marquinhos e Ben, que participaram de parte do desenvolvimento.

Ao Prof. José Luiz por oferecer a oportunidade de realizar este projeto e dissertação.

Ao Prof. Gilberto pelas horas dispensadas para esclarecimento de dúvidas e pelas

discussões; aos seus conselhos de como ser objetivo.

Às pessoas que participaram indiretamente deste trabalho, principalmente meus pais,

minha irmã e Joyce, que me apoiaram em um momento difícil e que toleram meus momentos

de mau humor e, às vezes, à total falta de humor. A eles dedico isto.

EPÍGRAFE

“O ótimo é inimigo do bom.”

“O Diabo são os detalhes.”

Ditados populares

“In theory there is no difference between

theory and practice, but in practice there is.”

Murphy's technology laws

SUMÁRIO

1 – Motivações .........................................................................................................................18

2 – Introdução...........................................................................................................................20

2.1 Qualidade da Energia Elétrica..................................................................................20

2.1.1 Definição de Qualidade da Energia Elétrica.....................................................20

2.1.2 Distúrbios .........................................................................................................22

2.2 Situação Atual da área de Medição de QEE.............................................................23

2.3 Conclusão .................................................................................................................25

3 – Visão Geral.........................................................................................................................26

3.1 Objetivos...................................................................................................................26

3.1 Mercado....................................................................................................................26

3.2 Módulo 8 do PRODIST............................................................................................27

3.2 Medidor Proposto .....................................................................................................28

3.3 Medidor Implementado ............................................................................................31

3.4 Conclusão .................................................................................................................35

4 – Especificações e Desenvolvimento do Medidor.................................................................36

4.1 Hardware ..................................................................................................................36

4.1.1 Bloco de Transformação e Fonte de Alimentação............................................36

4.1.2 Bloco do Circuito da Bateria ............................................................................37

4.1.3 Bloco de Adequação de Tensão .......................................................................39

4.1.4 Bloco de Filtragem ...........................................................................................41

4.1.5 Bloco de Conversão Analógico-digital ............................................................44

4.1.6 Bloco dos Microcontroladores .........................................................................45

4.1.7 Bloco Memória não-volátil...............................................................................46

4.1.8 Bloco do Circuito de Comunicação..................................................................46

4.1.9 Sistema de Telefonia Móvel.............................................................................47

4.1.10 Rede GPRS.......................................................................................................49

4.2 Metodologia de Cálculos..........................................................................................49

4.2.1 Tensão em Regime Permanente .......................................................................49

4.2.2 Harmônicos.......................................................................................................52

4.2.3 Desequilíbrio de Tensão...................................................................................55

4.2.4 Flutuação de Tensão.........................................................................................57

4.2.5 Modelo da IEC .................................................................................................60

4.2.6 Medição da cintilação.......................................................................................66

4.2.7 Variação de Tensão de Curta Duração .............................................................67

4.3 Sistema Servidor.......................................................................................................70

4.4 Resumo das descrições técnicas ...............................................................................72

4.4.1 Instalação..........................................................................................................72

4.4.2 Hardware ..........................................................................................................72

4.4.3 Medição ............................................................................................................73

4.5 Conclusão .................................................................................................................75

5 – Medições e Resultados .......................................................................................................76

5.1 Resultados e Análise do Circuito de Filtragem ........................................................77

5.2 Resultados da medição da Tensão Eficaz e dos Harmônicos...................................79

5.3 Resultados da medição de Cintilação.......................................................................86

5.4 Resultados da medição do Desequilíbrio de Tensão ................................................99

5.5 Conclusão ...............................................................................................................100

6 – Considerações Finais........................................................................................................102

Referências Bibliográficas......................................................................................................105

Apêndice A – Análise matemática do espectro do sinal de flutuação....................................111

Apêndice B – Recarga de Bateria...........................................................................................116

1. Efeito Memória...........................................................................................................116

2. Recarregador...............................................................................................................116

3. Fim de carga: detecção de variação negativa de tensão .............................................117

4. Procedimento adotado ................................................................................................118

Apêndice C – Padrões IEC e IEEE para Harmônicos ............................................................119

Apêndice D – Telas da Interface do Usuário..........................................................................122

Apêndice E – Diagramas dos Circuitos do Medidor..............................................................132

Glossário.................................................................................................................................145

RESUMO

No Brasil, até pouco tempo atrás, a qualidade da energia elétrica estava relacionada,

basicamente, com interrupções do fornecimento de energia e a certas cargas “especiais” da

indústria. Porém, nos últimos anos, sob a direção da agência reguladora do setor, a ANEEL

(Agência Nacional de Energia Elétrica), juntamente com especialistas, a área de qualidade da

energia elétrica passou a receber uma atenção significativa, sendo legislada e adquirindo suas

regulamentações iniciais. A área de Qualidade da Energia Elétrica passou, então, a

formalmente existir e abranger um conjunto maior de fenômenos e eventos da rede elétrica.

Em função dessa recente regulamentação, este trabalho apresenta o projeto de um medidor da

qualidade da energia elétrica. Um dos focos do medidor é ser de baixo custo, tornando-o

viável para o uso em grande escala. Este medidor é um sistema eletrônico que processa

digitalmente os sinais de tensão da rede elétrica, extraindo os dados relacionados à qualidade

da energia elétrica; tais dados são armazenados localmente e, posteriormente, acessados

remotamente e enviados para um banco de dados, de forma que possam ser analisados.

Palavras-chave: sistema de monitoramento em tempo real da tensão da rede elétrica,

interrupção no fornecimento de energia elétrica, qualidade da energia elétrica, acesso remoto.

ABSTRACT

Some years ago in Brazil the power quality was related, basically, with interruption of

supplied energy and certain “special” loads of industry. In recent years, however, under

controls of the regulating agency ANEEL (Agência Nacional de Energia Elétrica) and with

specialists, the power quality area received the due attention and was legislated and acquired

regulations. So, finally, the area of Power Quality was formally created and now it embraces

several electrical phenomena and events. Because of the new regulations, this work presents a

project of a power quality meter. One of meter’s focuses is to be a low cost system and

becomes able to be used in large scale. This power quality meter is an electronic system that

processes the voltage signal of electrical network and extracts data related to power quality;

the data are locally stored and after they are remotely accessed and transmitted to a data base

to be analyzed.

Keywords: voltage real-time monitoring system, electric energy supply interruption, power

quality, remote access.

LISTA DE ILUSTRAÇÕES

Fig. 3.1 – Diagrama de blocos do medidor...............................................................................29

Fig. 3.2 – Diagrama de blocos geral do sistema.......................................................................30

Fig. 3.3 – Medidor final em sua caixa......................................................................................31

Fig. 3.4 – Imagem do medidor aberto. .....................................................................................31

Fig. 3.5 – Medidor aberto sem a placa principal. .....................................................................32

Fig. 3.6 – Vista superior da placa principal do medidor. .........................................................32

Fig. 3.7 – Vista inferior da placa principal do medidor............................................................33

Fig. 3.8 – Vista da placa fonte do medidor...............................................................................33

Fig. 3.9 – Foto do medidor operando. ......................................................................................34

Fig. 4.1 – Bloco de Transformação e Fonte de Alimentação. ..................................................37

Fig. 4.2 – Bloco do Circuito da Bateria....................................................................................38

Fig. 4.3 – Circuito adequador (redutor) de tensão de fase........................................................39

Fig. 4.4 – Circuito da topologia Sallen-Key. ............................................................................42

Fig. 4.5 – Circuito de filtragem. ...............................................................................................43

Fig. 4.6 – Resposta do filtro em Magnitude (dB) e Fase (graus) x Frequência (Hz) ...............44

Fig. 4.7 – Diagrama de blocos geral do dsPIC33.....................................................................45

Fig. 4.8 – Áreas com cobertura GSM.......................................................................................47

Fig. 4.9 – Número de operadoras de telefonia móvel por região no ES...................................48

Fig. 4.10 – Áreas com cobertura GPRS no país.......................................................................48

Fig. 4.11 – Gráfico para exemplificação de expurgação de intervalo......................................50

Fig. 4.12 – Faixas de classificação de tensão. ..........................................................................51

Fig. 4.13 – Distribuição acumulada complementar da sensação de cintilação.........................59

Fig. 4.14 – Diagrama de Blocos do modelo de medidor de cintilação de tensão.....................61

Fig. 4.15 – Nível de amplitude do sinal de cintilação no tempo. .............................................65

Fig. 4.16 – Gráfico da Função de probabilidade cumulativa x Classes. ..................................66

Fig. 4.17 – Curva para VTCD da CBEMA. .............................................................................69

Fig. 4.18 – Curva para VTCD da ITIC.....................................................................................70

Fig. 4.19 – Diagrama de blocos de todos os componentes do sistema e suas conexões. .........71

Fig. 5.1 – Curva de ganho do circuito de filtragem..................................................................77

Fig. 5.2 – Resultado da filtragem do sinal de 840Hz (14º harmônico). ...................................78

Fig. 5.3 – Resultado da filtragem do sinal de 2280Hz (38º harmônico). .................................79

Fig. 5.4 – Resultado da filtragem do sinal de uma fase da rede...............................................79

Fig. 5.5 – Forma de onda do sinal DST01................................................................................81

Fig. 5.6 – Forma de onda do sinal DST10................................................................................82

Fig. 5.7 – Forma de onda do sinal DST11................................................................................83

Fig. 5.8 – Forma de onda do sinal DST16................................................................................84

Fig. 5.9 – Forma de onda do sinal DST21................................................................................85

Fig. 5.10 – Circuito para simulação de flutuação de tensão.....................................................87

Fig. 5.11 – Formas de onda para flutuação com 1.620 variações/minuto................................92

Fig. 5.12 – Forma de onda para flutuação em 8,8Hz e e Sf ≈ 518pu. ......................................96

Fig. 5.13 – Formadas de onda para flutuação em 40Hz e Sf ≈ 36............................................98

Fig. A.1 – Espectro do sinal de entrada..................................................................................111

Fig. A.2 – Diagrama de Bode do filtro “sino”: Magnitude (dB) x Frequência (Hz)..............113

Fig. A.3 – Curvas típicas de flutuação de tensão. ..................................................................113

Fig. A.4 – Curva do limiar de irritação e curva de Pst = 1,0 de um medidor de cintilação. ..114

Fig. A.5 – Exemplo de gráfico de ocorrência de Pst durante uma medição...........................115

Fig. B.1 – Gráfico do processo de finalização de recarga por pequena queda de tensão.......117

Fig. D.1 – Aba de configuração Geral da interface................................................................123

Fig. D.2 – Aba de configuração Regime Permanente. ...........................................................123

Fig. D.3 – Aba de configuração de VTCD e Interrupção.......................................................124

Fig. D.4 – Aba de Status.........................................................................................................125

Fig. D.5 – Aba de Agendamento............................................................................................125

Fig. D.6 – Aba de listagem dos Relatórios do medidor..........................................................126

Fig. D.7 – Janela de relatório da medição: aba Geral dos resultados.....................................126

Fig. D.8 – Janela de relatório da medição: aba do..................................................................127

Fig. D.9 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico .....................................................127

Fig. D.10 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico das DTTs...................................128

Fig. D.11 – Janela de relatório da medição: aba para.............................................................128

Fig. D.12 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico ...................................................129

Fig. D.13 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico de barras....................................129

Fig. D.14 – Janela de relatório da medição: aba da................................................................130

Fig. D.15 – Parte inicial do arquivo de relatório gerado com dados da medição...................130

Fig. D.16 – Parte final do arquivo de relatório gerado com dados da medição. ....................131

Fig. E.1 – Diagrama de União dos circuitos da Placa Principal.............................................133

Fig. E.2 – Diagrama do Circuito de Conversão A/D..............................................................134

Fig. E.3 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 1/4...................................135

Fig. E.4 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 2/4...................................136

Fig. E.5 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 3/4...................................137

Fig. E.6 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 4/4...................................138

Fig. E.7 – Diagrama do Circuito da Memória – Cartão SD. ..................................................139

Fig. E.8 – Diagrama do Circuito de Comunicação.................................................................140

Fig. E.9 – Diagrama do Circuito de Adequação e de Filtragem – Parte 1/2. .........................141

Fig. E.10 – Diagrama do Circuito de Adequação e de Filtragem – Parte 2/2. .......................142

Fig. E.11 – Diagrama do Circuito da Placa Fonte – Parte 1/2................................................143

Fig. E.12 – Diagrama do Circuito da Placa Fonte – Parte 2/2................................................144

LISTA DE TABELAS

Tabela 2.1 – Distúrbios comuns à tensão. ................................................................................23

Tabela 4.1 – Faixas de classificação de tensão.........................................................................52

Tabela 4.2 – Valores de referência globais das DTTs..............................................................53

Tabela 4.3 – Níveis de referência para as DITs........................................................................54

Tabela 4.4 – Valores de referência para a flutuação de Tensão. ..............................................60

Tabela 4.5 – Valores das constantes da função de transferência..............................................63

Tabela 4.6 – Relação entre seletor de faixa e níveis de sensibilidade......................................65

Tabela 4.7 – Classificação das VTCDs. ...................................................................................67

Tabela 5.1 – Resultado da filtragem: entrada x saída e atenuação do filtro.............................78

Tabela 5.2 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST01.....82

Tabela 5.3 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST10.....83

Tabela 5.4 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST11.....84

Tabela 5.5 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST16.....85

Tabela 5.6 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST21.....86

Tabela 5.7 – Resposta normalizada do medidor para flutuações de modulação quadrada. .....89

Tabela 5.8 – Teste de desempenho do medidor de cintilação. .................................................89

Tabela 5.9 – Pst para 1 variação/minuto. .................................................................................90

Tabela 5.10 – Pst para 2 variações/minuto...............................................................................90

Tabela 5.11 – Pst para 7 variações/minuto...............................................................................90

Tabela 5.12 – Pst para 39 variações/minuto.............................................................................90

Tabela 5.13 – Pst para 110 variações/minuto...........................................................................91

Tabela 5.14 – Pst para 1.620 variações/minuto........................................................................91

Tabela 5.15 – Pst para 4.800 variações/minuto........................................................................91

Tabela 5.16 – Pst de 1 minuto para sinal sem flutuação...........................................................92

Tabela 5.17 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 3,5pu...................................................93

Tabela 5.18 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 14pu....................................................93

Tabela 5.19 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 33pu....................................................94

Tabela 5.20 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 87pu....................................................94

Tabela 5.21 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 230pu..................................................94

Tabela 5.22 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 400pu..................................................95

Tabela 5.23 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 518pu..................................................95

Tabela 5.24 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 1.530 (1.510 a 1.550)pu. ....................96

Tabela 5.25 – Pst de 1 minuto para F

= 23Hz e Sf ≈ 28pu.....................................................97

Tabela 5.26 – Pst de 1 minuto para F

= 0,5Hz e Sf ≈ 41pu....................................................97

Tabela 5.27 – Pst de 1 minuto para F

= 40Hz e Sf ≈ 36 (35 a 38)pu. ....................................97

Tabela 5.28 – Comparação dos resultados dos FDs do medidor e do aferidor. .....................100

Tabela C.1 – Limites de distorção de tensão..........................................................................121

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

A/D Analógico-digital.

ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica.

CA Corrente Alternada.

CA/D Conversão ou Conversor Analógico-digital.

CBEMA Computer Business Equipment Manufacturers Association.

CC Corrente Contínua.

CEI Vide IEC.

CEPEL Centro de Pesquisas da Eletrobrás.

CI Circuito Integrado.

CIGRÉ Conseil International des Grands Réseaux Électriques, ou em inglês

International Council on Large Electric Systems.

DFT Discrete Fourier Transform ou Transformada Discreta de Fourier.

DIT Distorção harmônica Individual de Tensão.

DRC Duração Relativa para transgressão para tensão Crítica.

DRP Duração Relativa para transgressão para tensão Precária.

DSP Processador digital de sinais.

DTT Distorção harmônica Total de Tensão.

EMI Electromagnetic Interference ou Interferência Eletromagnética.

EMC Electromagnetic Compatibility ou Compatibilidade Eletromagnética.

ESCELSA Espírito Santo Centrais Elétricas S.A.

FD Fator de Desequilíbrio.

FFT Fast Fourier Transform ou Transformada Rápida de Fourier.

IEC International Eletrotechnical Comission ou Comissão Internacional de

Eletrotécnica.

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers ou Instituto de Engenheiros

Eletricistas e Eletrônicos.

ITIC Information Technology Industry Council.

GPRS General Packet Radio Service, que é uma tecnologia celular de comunicação

de dados através da divisão da informação em pacotes.

GSM Global System for Mobile Communications, que é tecnologia de telefonia

móvel digital baseada na tecnologia de acesso múltiplo por divisão de tempo.

LCD Liquid Crystal Display, ou tela ou visor de cristal líquido.

MATLAB MATrix LABoratory, é um ambiente de programação/programa interativo de

alta performance voltado para o cálculo numérico. Integra análise numérica,

cálculo com matrizes, processamento de sinais e construção de gráficos.

NA Normalmente Aberto (referente a um dos contatos do relé).

NF Normalmente Fechado (referente a um dos contatos do relé).

OSI Open Systems Interconnections, que é uma arquitetura formada por sete

camadas que define a conexão entre computadores.

PAC Ponto de Acoplamento Comum.

PRODIST Resolução para regulamentar o Procedimentos de Distribuição de Energia

Elétrica no Sistema Elétrico Nacional.

QEE Qualidade da Energia Elétrica.

RAM Random Access Memory ou memória de acesso aleatório, tipo de memória

volátil que armazena dados enquanto o dispositivo está energizado.

SD Secure Digital card, tipo de cartão de memória flash.

SIM Subscriber Identity Module, um cartão responsável pela identificação do

módulo de celular na rede de telefonia móvel e pelo armazenamento de

dados do usuário.

SPI Serial Peripheral Interface, um tipo popular de interface para comunicação

serial.

TC Transformador de Corrente.

TCP-IP Transmission Control Protocol-Internet Protocol, que é um pacote de

protocolos que organiza a conexão de dispositivos na Internet.

VTCD Variação de Tensão de Curta Duração.

LISTA DE SÍMBOLOS

e C

Capacitores genéricos do modelo do filtro de topologia Sallen-Key.

DIT

% Distorção harmônica Individual de Tensão de ordem “h”, em percentual.

DTT% Distorção harmônica Total de Tensão, em percentual.

ΔV Variação de tensão, relativa à tensão eficaz no processo de flutuação.

Fator Q Fator de Qualidade ou seletividade de um filtro. Responde a uma faixa de

frequência determinada e rejeita as outras.

Frequência de corte.

FD% Fator de desequilíbrio, em percentual.

FD% FD médio final, em percentual.

FT Fator de Transferência (associado à flutuação de tensão no barramento).

H(s) Função de Transferência do filtro de topologia Sallen-Key.

a i

Correntes instantâneas do circuito de adequação.

jan

Número de janelas no intervalo de medição.

Percentil “i”, usado no cálculo do Pst.

Plt Indicador de severidade de cintilação de longa duração.

PltD95% Valor diário do indicador Plt que superado por apenas 5% dos registros

obtidos no período de 24 horas.

Pst Indicador de severidade de cintilação de curta duração.

PstD95% Valor diário do indicador Pst que superado por apenas 5% dos registros

obtidos no período de 24 horas.

a R

Resistências genéricas dos circuitos de adequação ou filtragem.

shunt

Resistor shunt para aferição da corrente de recarga pelo CI de recarga.

s Variável complexa de Laplace.

Sf Valor instantâneo de cintilação, produzido na saída do bloco 4 do modelo

digitalizado do medidor de cintilação da IEC.

int

Período mínimo no qual se determina uma interrupção.

V Tensão eficaz.

e v

Tensões instantâneas nos terminais positivo e negativo, respectivamente. do

amplificador operacional de adequação.

Tensão da sequência positiva do sinal de tensão da rede.

Tensão da sequência negativa do sinal de tensão da rede

Tensão da componente fundamental (em 60Hz).

Tensão eficaz de linha entre as fases A e B;

bateria

Tensão CC nominal da bateria do medidor.

Tensão eficaz de linha entre as fases B e C;

Tensão eficaz de linha entre as fases C e A;

Tensão CC originada de tensão retificada dos transformadores ou da bateria.

Tensão instantânea na entrada do circuito do amplificador operacional.

Tensão harmônica de ordem “h”.

Tensão instantânea na saída do circuito do amplificador operacional.

ref

Tensão CC regulada igual a 4,096V que é usada como referência pelo CA/D.

retificada

Tensão CC retificada fornecida pelos secundários dos transformadores.

Tensão CC retificada fornecida por um transformador extra (ligado a uma

das fases). Fornece a tensão de alimentação para o circuito de recarga.

Tensão nominal (ou contratada) do barramento.

Frequência de

ressonância do filtro de topologia Sallen-Key.

1 – Motivações

No início de 1999, visando estabelecer normas para disciplinar o relacionamento entre as

distribuidoras de energia elétrica e os demais agentes (unidades consumidoras e empresas

geradoras) conectados aos sistemas de distribuição (que incluem redes e linhas de tensão

inferiores a 230kV), a Agência Nacional de Energia Elétrica (ANEEL) contratou o CEPEL

para elaborar a versão inicial dos Procedimentos de Distribuição de Energia Elétrica no

Sistema Elétrico Nacional, o PRODIST. Depois de exaustivo trabalho e inúmeras interações

com agentes do setor elétrico e a sociedade em geral (incluindo processo de Audiência

Pública), o PRODIST foi aprovado pela 49ª Reunião Pública Ordinária da Diretoria de 2008

[1], pela Resolução Normativa nº 345, de 16 de dezembro de 2008, publicada no Diário

Oficial da União – DOU em 31 de dezembro de 2008. O PRODIST é composto de 8 módulos:

1. Introdução;

2. Planejamento da expansão do sistema de distribuição;

3. Acesso ao sistema de distribuição;

4. Procedimentos operativos dos sistemas de distribuição;

5. Sistemas de medição;

6. Informações requeridas e obrigações;

7. Cálculos de perdas na distribuição;

8. Qualidade da energia elétrica.

O módulo 8 do PRODIST trata da qualidade da energia elétrica e tem como objetivo [2]:

a) Definir os procedimentos relativos à Qualidade da Energia Elétrica (QEE), abordando

a qualidade do produto e do serviço prestado;

b) Definir, para a qualidade do produto, os conceitos e os parâmetros para o

estabelecimento de valores-limite para os indicadores de QEE;

c) Estabelecer, para a qualidade dos serviços prestados, a metodologia para apuração dos

indicadores de continuidade e dos tempos de atendimento, definindo limites e

responsabilidades, além da metodologia de monitoramento automático dos indicadores

de qualidade.

Com a elaboração do PRODIST e, especificamente, do Módulo 8, tornou-se necessário

que as concessionárias ampliassem o acompanhamento da qualidade da energia elétrica das

suas redes, o que implicaria no aumento do uso de sistemas medidores de QEE.

Dessa demanda nasceu o presente projeto (e dissertação), com o objetivo de desenvolver

um medidor de QEE de baixo custo, e possível produto, para o monitoramento do

fornecimento da tensão das redes de distribuição de energia elétrica, de forma a viabilizar seu

uso em larga escala. Este sistema seria um contraponto aos atuais medidores de qualidade da

energia elétrica, que em geral apresentam custo elevado. A ampliação do uso no sistema dos

atuais medidores seria onerosa e implicaria em um investimento considerável. Existem ainda

medidores de custo relativamente menor, mas se focam em poucos parâmetros de qualidade,

i.e., não possuem a abrangência da proposta do PRODIST.

2 – Introdução

2.1 Qualidade da Energia Elétrica

O sistema elétrico mundial consolidou suas bases no início do século XX e foi evoluindo

gradativamente com o passar dos anos, respondendo à sua demanda, que foi sendo formada,

basicamente, de cargas lineares. Nas décadas seguintes, entretanto, outras áreas ligadas à

eletricidade como a de semicondutores, as máquinas eletromecânicas com acionamento

eletrônico e os dispositivos eletro-eletrônicos, tiveram grandes avanços. Vários desses

sistemas têm como características o fato de serem cargas não-lineares. Nesse mesmo período,

o aumento da população e das indústrias implicou em crescimento significativo do uso desses

sistemas e dos efeitos de suas características não-lineares. Isso impôs certos problemas ao

setor elétrico como, por exemplo, geração de tensões com frequências harmônicas e inter-

harmônicas, flutuações de tensão e variações de tensão de curta ou longa duração. Esses

problemas, além de outros provocados por fenômenos naturais ou pelo próprio sistema (e.g.

comutação de equipamentos), afetam ambos os lados do sistema elétrico (concessionárias e

consumidores) e implicaram na criação de uma nova área, que se relacionaria com a qualidade

da energia elétrica.

2.1.1 Definição de Qualidade da Energia Elétrica

Fenômenos associados à qualidade da energia elétrica são conhecidos quase que desde o

início do sistema elétrico. Os problemas com interrupções, obviamente, “nasceram” junto

com o sistema. Fenômenos mais complexos de se observar, como o caso da potência reativa

na rede, por exemplo, já seria descrita em 1927 por Budeanu

[3].

Apesar disso, pode-se dizer que a área da qualidade da energia elétrica ainda está na sua

juventude, pois ela começou a ser formalmente tratada nas últimas duas décadas –

principalmente a partir dos meados da década de 90 [4]. Como muitas coisas na juventude, ela

tem suas ambiguidades, que vão desde sua terminologia e definição ao estabelecimento

quantitativo e qualitativo de seus fenômenos.

Antes mesmo dessa publicação, já no fim do século XIX, o tema já era estudado.

O termo Qualidade da Energia Elétrica deriva do termo inglês Power Quality. A primeira

referência ao termo aparece em 1968, em um artigo da marinha norte-americana sobre o

estudo realizado nas especificações de alimentação dos aparelhos eletrônicos do sistema. O

termo Power Quality recebeu crítica de vários especialistas, pois, argumentam que não se é

possível “falar” da qualidade de uma quantidade física como a energia (“power”). Nas

publicações, diversos termos são usados [4]:

• Voltage Quality: trata das alterações da tensão em relação à sua característica ideal,

uma onda senoidal de frequência única, sendo a frequência, a amplitude e a fase

constantes. Limitado, o termo negligencia distorções de corrente;

• Uma definição complementar seria Current Quality (termo sem referência em

publicações), que trataria dos mesmos pontos do termo anterior, mas direcionado à

corrente. Teria limitações similares;

• Power Quality: seria então uma combinação de Voltage Quality e Current Quality,

tratando dos desvios de tensão e/ou corrente das suas características ideais

;

• Quality of Supply (Quality of Power Supply): inclui a parte técnica de Voltage Quality

e algumas partes do que se pode referir-se como “Qualidade do Serviço”. Como

limitação, o termo supply (fornecimento) exclui a responsabilidade do consumidor na

qualidade, pois o mesmo pode ter contribuição ativa sobre alguns fenômenos;

• Quality of Consumption: que seria termo complementar ao citado anteriormente. Ele

conteria Current Quality e mais a ação do consumidor;

• Electromagnetic Compatibility (EMC): termo anteriormente usado nas normas da IEC

(que viria, posteriormente, a adotar também o termo Power Quality), trata da interação

mútua entre equipamentos e entre equipamentos e as fontes de energia. Está

relacionado, principalmente, com dois termos: a emissão de “poluição”

eletromagnética e a “imunidade” do equipamento com essa poluição.

O termo Power Quality tem várias definições formais. Segundo o dicionário do IEEE [5]:

“power quality is the concept of powering and grounding sensitive equipment in a matter that is suitable to the

operation of that equipment.”

Deve-se observar que Power Quality não tem nenhuma relação com alteração do produto (multiplicação) entre

tensão e corrente (potência) de qualquer formato “gráfico” ideal.

Essa definição limita o conceito a casos em que ocorre alteração do desempenho do

aparelho. Por exemplo, a distorção harmônica de tensão só será associada à qualidade da

energia elétrica se interferir no funcionamento do dispositivo. Já a definição praticada pelo

IEC (que pode ser encontrada, por exemplo, na norma IEC 61000-4-30) [5] não está

relacionada com o desempenho do dispositivo, mas com a possibilidade de se medir e

quantificar o desempenho do sistema de energia, como afirma a citação abaixo:

“Characteristics of the electricity at a given point on an electrical system, evaluated against a set of reference

technical parameters.”

Mesmo não apresentando uma perfeita descrição dos fenômenos, este trabalho assume que

o melhor termo seria o Power Quality, ou melhor, Qualidade da Energia Elétrica (QEE), que é

uma combinação dos distúrbios na Qualidade da Tensão e Corrente. Tais termos se tornaram

predominantes nas publicações internacionais e nacionais, respectivamente. Devido aos

objetivos do projeto, tratados posteriormente, há um foco na qualidade da tensão elétrica e em

seus indicadores de conformidade. São incluídos ainda fenômenos associados aos indicadores

de continuidade (relacionados às ocorrências de interrupções), que não são necessariamente

incluídos em QEE (como feito por [5]).

2.1.2 Distúrbios

Diversos são os distúrbios associados à QEE. A própria potência reativa pode ser tratada

como tal, pois, como fenômeno, não é uma potência realizadora de trabalho. Idealmente, seria

interessante que o sistema operasse apenas com potência ativa (realizadora de trabalho). A

existência de elevada potência reativa na rede implica no aumento estrutural (robustez) do

sistema de distribuição.

No caso deste trabalho, devido a seu foco, os distúrbios de corrente não são descritos.

Deve-se esclarecer, entretanto, que a observação dos distúrbios de corrente também é

necessária para a completa análise da qualidade da energia elétrica.

Com o foco no monitoramento da qualidade da tensão, esta dissertação apresenta um

conjunto de distúrbios mais comuns associados à tensão, exemplificado na Tabela 2.1:

Tabela 2.1 – Distúrbios comuns à tensão.

Tipo de Distúrbio Descrição Exemplo de Causas

Surto (ou impulso): pulso

rápido, com rápida subida e

decaimento oscilatório

amortecido ou exponencial; de

50V a 6kV, com 0,5us a 2ms

de duração.

Chaveamento de cargas,

chaveamento de equipa-

mentos da rede, raios.

EMI: distúrbios repetitivos de

baixa energia na faixa de

10kHz a 1GHz, com 100mV a

100V de amplitude.

Equipamentos operando

(fontes chaveadas, etc),

interferência de sinais das

transmissões em radio-

frequência.

Afundamentos: redução da

tensão por mais de um

período.

Partida de cargas pesadas,

chaveamento de equipa-

mentos da rede.

Elevação: elevação da tensão

por mais de um período.

Redução de carga, chave-

amento de equipamentos

da rede.

Flutuação: flutuações

repetitivas no nível de tensão,

causando uma “modulação” da

tensão da rede.

Cargas pulsantes, como

forno a arco, compressores

e laminadores.

Notches: repetitivos

afundamentos da tensão de

curta duração.

Comutação de corrente em

retificadores trifásicos

(controlados ou não).

Distorção da forma de onda:

distorção na forma da onda de

tensão devido à presença de

harmônicas e inter-

harmônicas.

Retificadores e outras

cargas não-lineares e/ou

intermitentes.

Variação de Frequência:

desvio da frequência nominal.

Equipamentos da rede de

fraco desempenho,

problemas na geração.

Interrupção: tensão nula em

uma ou mais fases.

Curto-circuito, falha de

equipamentos da rede, aci-

dentes, raios, fenômenos

naturais.

2.2 Situação Atual da área de Medição de QEE

Com o nascimento da área de QEE os sistemas para medição dos indicadores de qualidade

da energia elétrica começaram a ser desenvolvidos no cenário nacional. No Brasil, congressos

específicos sobre o tema vêm se tornando comuns, assim como a associação de

concessionárias, órgãos públicos e iniciativa privada para o desenvolvimento de sistemas para

a medição e avaliação da QEE.

As características técnicas dos diversos medidores de qualidade da energia elétrica

existentes foram consultadas para o levantamento do atual estado tecnológico da área. Alguns

dos medidores ainda estão no estágio de “protótipo” (fora de linha de produção), outros já

estão disponíveis no mercado e, apesar disso, vários deles apresentam restrições devido ao

algoritmo implementado ou com a comunicação [6]. Os medidores nacionais apresentam

características comuns tais como: serem microprocessados, usarem conversão analógico-

digital com resolução mínima de 12 bits (especificação da norma do PRODIST [7]), terem

taxa de amostragem entre 64 e 256 amostras por ciclo

, usarem memória não-volátil para

armazenar dados processados. Como meio de comunicação são usados modems, módulos de

telefonia celular, comunicação serial, fibra ótica e Internet

[6][8][9][10][11][12].

Grande parte dos medidores consultados trata apenas de poucos indicadores estabelecidos

pelo PRODIST. Alguns monitoram a variação da tensão, sendo capazes de identificar e

registrar as ocorrências de interrupções de energia e variações de tensão de curta duração

(VTCD) [10]. Outros permitem a avaliação da distorção harmônica da tensão da rede e

flutuação da tensão [6] ou a avaliação da tensão em regime permanente [9]. Existem ainda

sistemas que agrupam conjuntos de diferentes medidores de forma a se obter flexibilidade na

obtenção dos dados para os usuários finais

[13].

Existem medidores nacionais e importados mais completos e de maior capacidade de

processamento de dados, evidentemente, com custo maior. O uso de tais medidores implicaria

em um custo total elevado para o uso em grande escala. Apesar das capacidades desses

medidores, alguns homologados pela ANEEL, ainda assim são encontradas discrepâncias

entre os resultados das suas medições

[14]. Isso se dá pela forma como são implementados os

algoritmos de medição e a certas “lacunas” nas normas que permitem diferentes

interpretações e implementações no processamento dos dados, produzindo resultados

diferentes no final.

Ciclo da rede elétrica brasileira, que é de 1/60s (frequência igual a 60 Hz).

2.3 Conclusão

Só quase após um século do estabelecimento do sistema elétrico, os governos e as

instituições ligadas à área de eletricidade começaram a regulamentar as questões relativas à

QEE. O crescimento do sistema e sua demanda fizeram que se notasse a necessidade se

estudar a qualidade e de se melhorar um sistema que se tornara enorme. Outro ponto,

intrínseco ao anterior, é a maior sensibilidade dos sistemas e equipamentos à QEE do sistema

elétrico que os abastece; tais sistemas dependem de uma qualidade mínima para um

desempenho adequado.

Não se deve esquecer, ainda, um conceito relativamente novo também, que é o direito do

consumidor. Nascido no século passado, os países passaram a legislar sobre a qualidade dos

produtos e serviços fornecidos aos consumidores. A QEE entra nesse aspecto como produto e

serviço fornecidos, sendo que sua má qualidade pode interferir ou danificar os equipamentos

eletro-eletrônicos do consumidor, ou mesmo afetar a qualidade da vida da população, visto

que a energia elétrica está ligada diretamente ao cotidiano das pessoas. A interferência nos

processos industriais devido aos distúrbios na energia elétrica também é notável: as

paralisações das plantas, as perdas de matérias-primas e de produtos implicam em um alto

custo. Devido a esses fatores, impõe-se uma necessidade de qualidade mínima do serviço e

produto fornecido. O inter-relacionamento desses pontos acabou por determinar um

movimento das instituições em direção da criação da área de QEE.

3 – Visão Geral

3.1 Objetivos

A presente dissertação de mestrado nasceu de um projeto de Pesquisa & Desenvolvimento

formado pela concessionária local, a ESCELSA, a Universidade Federal do Espírito Santo

(UFES) e a ANEEL. O objetivo do projeto foi o desenvolvimento de um medidor de QEE de

baixo custo, para ser usado em escala e não que implicasse em um alto custo. Outro objetivo

foi o de apresentar resultados satisfatórios e dentro das restrições da norma vigente, mesmo

com as limitações impostas por uma meta de ser de baixo custo (que implica em um projeto

enxuto e com elementos de custo baixo).

3.1 Mercado

Como os valores dos medidores não são informados de forma direta pelos fabricantes (e

seus representantes) em seus catálogos ou sites na Internet, fez-se uma consulta informal à

concessionária local (ESCELSA) para o levantamento dos custos aproximados desses

aparelhos. Uma observação feita foi que a quantidade de aparelhos a ser comprada e a

“relação” entre a concessionária e o fabricante/representante implica em uma variação

considerável no preço final do medidor. Medidores mais simples apresentam o custo de

algumas centenas de reais, mas suas capacidades de monitoramento são limitadas, medindo

poucos parâmetros. Já os medidores mais “completos”, com monitoramento de corrente,

apresentam valores da ordem de uma dezena de milhar de reais. Há ainda aparelhos que

monitoram apenas tensão, mas abordam de forma desejável, vários parâmetros de QEE. Esses

medidores apresentam um custo em torno de alguns milhares de reais. Constatou-se, então, a

existência de basicamente três tipos de medidores de QEE nos mercado: os de baixo custo,

que não atenderiam a norma, os de médio e os de alto custo, os quais atenderiam a norma,

mas seriam onerosos e inviáveis, respectivamente, para o uso em larga escala. Os medidores

de médio e alto custo apresentam valores superiores a alguns milhares de reais (custo de

mercado) – podendo chegar a dezenas de milhares de reais, como o caso de alguns medidores

do tipo Classe A. Com essa perspectiva de valores de mercado dos aparelhos, foi estabelecida

para o projeto uma meta de custo de produção de algumas centenas de reais para o medidor,

de forma que, como produto, ficasse com o custo em torno de um milhar de reais.

Como mencionado anteriormente, o medidor volta-se para a qualidade da tensão. Há uma

razão para isso: o alto custo do Transformador de Corrente (TC). Para se realizar a medição

de corrente é necessário um TC adequado; este elemento apresenta custo bastante

significativo. Transformadores de corrente de precisão do tipo “braçadeiras” (que podem ser

colocados em volta dos cabos da rede) têm custo alto, da ordem de centenas de reais – deve-se

lembrar que são usados três TCs devido à rede ser trifásica. Mesmo os transformadores fixos

de precisão, apesar de mais baratos, têm um custo considerável, além de implicarem na

necessidade de inserção na rede (abertura da ligação do cabo) – que não é um processo

interessante, principalmente se o medidor não for usado de forma fixa. Deve-se observar que

o valor de um conjunto de TCs pode ser maior que o valor do medidor sem ele. Conforme

dados levantados com uma concessionária, o valor do conjunto de transformadores pode ser

de 3/4 do valor do medidor. Sem os TCs, alguns medidores têm seu valor reduzido a 1/4 do

custo do sistema completo.

Em função do não monitoramento de corrente, o processamento do indicador de fator de

potência (que depende da medição de corrente) não é realizado. A análise da variação da

frequência da tensão também não é realizada, pois não houve interesse do monitoramento

desse indicador pelas partes envolvidas no projeto. Deve-se observar que alguns indicadores

são relativamente mais importantes para a agência reguladora, pois os dados levantados sobre

eles serão usados em regulamentações futuras. Na seção 8.3 do PRODIST “Disposições

Transitórias”

[7], a agência reguladora expõe seu interesse no planejamento do processo de

implantação dos indicadores de qualidade do produto energia elétrica para os fenômenos

harmônicos, desequilíbrio de tensão, flutuação de tensão e variação de tensão de curta

duração, de forma que após um período de testes realizado pelas concessionárias, serão

estabelecidos valores limites para esses parâmetros. Todos esses indicadores são abordados

pelo medidor.

3.2 Módulo 8 do PRODIST

O Módulo 8 do PRODIST é dividido em duas partes [7]: Qualidade do Produto e

Qualidade do Serviço. A parte referente à Qualidade do Serviço busca estabelecer

procedimentos relativos à qualidade do serviço prestado pelas concessionárias aos

consumidores, sendo que entre seus focos está a Continuidade do Serviço, i.e., indicadores

associados à ocorrência de interrupções do fornecimento da energia elétrica. A Qualidade do

Produto, relacionada com a conformidade do produto, aborda os seguintes indicadores:

• Tensão em Regime Permanente;

• Fator de Potência;

• Harmônicos;

• Desequilíbrio de Tensão;

• Flutuação de Tensão;

• Variação de Tensão de Curta Duração;

• Variação de Frequência.

O módulo especifica as características para o desenvolvimento de um medidor de QEE,

definindo a instrumentação e metodologias de medições mínimas:

• Taxa de amostragem: 16 amostras/ciclo;

• Conversão analógico-digital: 12 bits;

• Precisão: 1% da leitura.

O medidor desenvolvido tem como proposta o atendimento das propostas e das

especificações do PRODIST. Monitora em tempo real os principais indicadores de qualidade

do produto e de qualidade de serviço (interrupções de energia), com o armazenamento local

de informações, assim como a transmissão das mesmas para um servidor central, que terá o

objetivo de montar uma base de dados.

3.2 Medidor Proposto

O medidor monitora e registra (armazenando localmente) as informações sobre as

interrupções ocorridas, os valores eficazes da tensão em regime permanente, os desequilíbrios

de tensão (no caso das instalações trifásicas), os componentes harmônicos da tensão, as

variações de tensão de curta duração e a flutuação da tensão. O diagrama de blocos do

medidor pode ser observado na Fig. 3.1.

O medidor é instalado em um Ponto de Acoplamento Comum (PAC). Ele foi projetado

para ser instalado em redes trifásicas do tipo estrela aterrada, mas permite instalações em

redes monofásicas ou bifásicas (nesses casos, o monitoramento do indicador de desequilíbrio

de tensão é automaticamente desabilitado). As conexões para medição são do tipo fase-neutro.

Sua tensão nominal de trabalho é de 127V ±25%, com frequência da rede igual a 60Hz.

Permite monitorar indiretamente médias tensões, sendo necessário o uso de transformadores

de potencial para a redução das tensões para a faixa adequada e a configuração do parâmetro

de multiplicação, no qual se informa a relação de transformação realizada, e dos valores de

tensão das faixas de conformidade. Para o uso do medidor em sistemas de baixa tensão

diferente da nominal, pode-se usar a solução anterior.

Fig. 3.1 – Diagrama de blocos do medidor.

A alimentação do sistema é obtida diretamente da rede. O bloco 1 (Fig. 3.1) realiza a etapa

de “Transformação” e reduz a tensão da rede para níveis adequados para a “Fonte de

Alimentação” do medidor (bloco 2). A fonte de alimentação apresenta uma bateria, para

manter o sistema em funcionamento durante as interrupções ou afundamentos severos de

Rede de BT

2. Fonte de

Alimentação

1. Transformação

3. Circuito

da Bateria

4. Adequação da

Tensão

5. Filtragem

6. Conversão

Analógico-Digital

7. Microcontroladores

9. Circuito de

comunicação

Canal de

comunica

ão

Medidor

Concessionária

Consumidor

Servidor

8. Memória

não-volátil

tensão. Ao bloco 2 está ligado o bloco 3, denominado “Circuito da Bateria”, responsável por

recarregar a bateria.

A parte de processamento de sinal e dos indicadores do circuito é composta pelos blocos

4, 5, 6 e 7. O bloco 4 realiza a “Adequação da Tensão” da rede (ligação do tipo fase-neutro)

para níveis adequados ao circuito (faixa entre 0 e 5V). Após a adequação, os sinais passam

pelo bloco 5 (Filtragem), que é composto por filtros passa-baixas (um para cada fase) que

ajustam a banda de frequência dos sinais à frequência de amostragem e elimina o efeito do

aliasing [15]. O bloco 6, chamada “Conversão Analógico-Digital” realiza a leitura e a

conversão A/D do sinal de tensão. Este sinal digital é enviado ao bloco 7, o dos

“Microcontroladores”, no qual há dois microcontroladores. Um deles trabalha

especificamente com o processamento dos sinais e a extração dos dados; é ele quem recebe os

sinais digitais e os processa. O segundo microcontrolador é responsável por controlar o

medidor: define as tarefas do primeiro microcontrolador, recebe os dados processados, grava-

os em uma “Memória não-volátil” (bloco 8) e realiza a comunicação com o sistema

“Servidor”, através do bloco 9, o “Circuito de Comunicação”.

O Circuito de Comunicação tem um módulo de celular e um cartão SIM (para se conectar

na rede de telefonia móvel) e usa o sistema GSM/GPRS para se conectar ao Servidor,

localizado na concessionária. O diagrama de conexão do sistema está exposto na Fig. 3.2.

Como se poder ver, um conjunto de medidores se conecta no Servidor através da rede de

telefonia celular, usando o sistema GPRS como “caminho”, passando, em seguida, pela

Internet até chegar ao Servidor. O Servidor tem como função comandar os medidores e

agregar os dados enviados. Ele ainda realiza um pós-processamento desses dados e os

armazena em um banco de dados. A partir daí eles estão disponíveis aos usuários na

concessionária.

Fig. 3.2 – Diagrama de blocos geral do sistema.

Servidor

Medidor n

Rede GPRS/GSM

Medidor 1

TCP-IP

Internet

3.3 Medidor Implementado

Após a definição dos circuitos básicos do projeto, o primeiro protótipo foi construído e

foram realizados testes para verificar a sua funcionalidade. Com a aprovação do hardware do

protótipo, a versão final do medidor foi definida. Com a fabricação das placas e a montagem

dos componentes, foram produzidas unidades do medidor. A Fig. 3.3 apresenta o medidor

final em sua caixa.

Fig. 3.3 – Medidor final em sua caixa.

O medidor é mostrado aberto na Fig. 3.4, com suas placas expostas: “A” é a placa

principal e “B” é a placa fonte. A letra “C” indica a antena do módulo de celular – que fica

dentro da caixa (de material plástico) – e “D” o cabo de conexão do medidor à rede elétrica,

com garras do tipo jacaré para serem fixados nos cabos das fases e terra.

Fig. 3.4 – Imagem do medidor aberto.

A Fig. 3.5 apresenta o medidor aberto com sua placa principal removida. Nela está

indicada a placa fonte pela letra “A” e sua bateria (usada no caso de corte de energia),

indicada por “B”. O conjunto de três transformadores, conforme o diagrama da Fig. 4.1, está

indicado por “D”. O transformador indicado por “C” alimenta o circuito da bateria e fornece a

tensão para recarregá-la.

Fig. 3.5 – Medidor aberto sem a placa principal.

A parte superior da placa principal é apresentada na Fig. 3.6. A letra “A” indica o

microcontrolador que controla a placa e realiza a comunicação com o sistema servidor. A letra

“B” indica os circuitos de adequação, filtragem e conversão A/D, conforme indicado nos

blocos 4, 5 e 6, respectivamente, do diagrama de blocos da Fig. 3.1.

Fig. 3.6 – Vista superior da placa principal do medidor.

A letra “C” indica o cartão de armazenamento de dados; “D” o módulo de celular para

comunicação; “E” são botões para comando local da placa; e “F” são LEDs indicadores. A

Fig. 3.7 exibe a parte inferior da placa, sendo que o microcontrolador responsável pelo

processamento dos sinais está indicado pela letra “A”; o cartão SIM, necessário para a

conexão do módulo à rede GSM/GPRS, está indicado por “B”.

Fig. 3.7 – Vista inferior da placa principal do medidor.

A placa de fonte é exibida na Fig. 3.8. A região indicada por “A” é responsável pela

alimentação do medidor; “B” indica as proteções do sistema, composta por fusíveis e

varistores; e a região indicada pela letra “C” é o circuito da bateria, responsável por recarregá-

la.

Fig. 3.8 – Vista da placa fonte do medidor.

Ainda são indicados na imagem os conectores da placa:

• “1” é o conector das fases, que está ligado as fases da rede, além do terra;

• “2” é o conector dos transformadores, que liga a eles as fases, para que a tensão

seja reduzida e depois retificada para alimentar a fonte do circuito;

• “3” é o conector da placa principal, no qual estão ligadas as tensões das fases (para

a medição), as tensões de alimentação e os sinais de comando;

• “4” é o conector da bateria, na qual está ligada a bateria e o transformador que

alimenta o circuito de recarga.

Por fim, a Fig. 3.9 apresenta a foto do medidor operando no laboratório e realizando o

monitoramento da rede. Por simplicidade, foi montada uma caixa composta pelas fases da

rede (na qual o medidor está ligado por fios comuns), indicada por “A”.

Fig. 3.9 – Foto do medidor operando.

3.4 Conclusão

A partir da análise dos medidores de QEE existentes no mercado, na qual foram

observadas suas capacidades, limitações e custos, e das exigências e necessidades do

PRODIST, foi projetado um medidor de QEE que atingisse os objetivos de baixo custo e a

obtenção de informações sobre a QEE da tensão da rede, conforme os requisitos da norma.

Neste capítulo foi dada uma visão geral do medidor, analisando-se seu diagrama de blocos

e suas funcionalidades. A partir do desenvolvimento e teste de um protótipo, pôde-se definir a

versão final do medidor, que foi exibida neste capítulo. Os diagramas elétricos dos circuitos

do medidor podem ser vistos no Apêndice E – Diagramas dos Circuitos do Medidor.

4 – Especificações e Desenvolvimento do Medidor

Com o projeto, a implementação e a realização de testes do protótipo, pôde-se observar

seu desempenho e funcionalidade, permitindo, então, a definição da versão final do medidor.

4.1 Hardware

O hardware idealizado para o medidor no diagrama de blocos da Fig. 3.1 foi

implementado e na sua versão final, o medidor foi dividido em duas partes (placas): placa de

alimentação e placa de processamento. Dessa forma, isolou-se a parte de “potência” do

sistema (alimentação e as suas proteções) da parte voltada ao processamento. Isso deu

modularidade ao sistema, no sentido de que caso ocorra algum problema na placa de

alimentação, por exemplo, basta que apenas ela seja substituída e a outra pode ser mantida.

Em um sistema com uma placa única, um determinado defeito pode significar a perda

completa do medidor, mesmo que as outras partes estejam funcionando adequadamente.

A placa de alimentação contém os blocos 1, 2 e 3 do diagrama da Fig. 3.1. Ela é

responsável pela alimentação do medidor, pelo sistema de recarga da bateria e pelas proteções

elétricas. A placa de processamento tem os blocos restantes, que estão associados à medição e

ao processamento de dados, além da comunicação com o Servidor.

4.1.1 Bloco de Transformação e Fonte de Alimentação

Primeiramente, um cabo externo traz para a caixa do medidor os fios das fases e do

neutro. Internamente, este cabo é conectado na placa de alimentação e passa pelas proteções

(fusíveis e varistores). Depois as fases e o neutro são levados para um banco de

transformadores, como mostrado na Fig. 4.1. Através de outra conexão, as fases e o neutro

também são levados para a placa de processamento – para a amostragem das tensões da rede

elétrica –, junto com as tensões reguladas para a alimentação (3,3V e 5V).

O medidor usa um conjunto de três transformadores com ligação monofásica nos

primários (um para cada fase); no secundário é feita retificação monofásica de onda completa

usando o center tap ligado ao neutro

. Deve-se notar que esta não é uma topologia trifásica,

mas sim uma topologia monofásica que usa três transformadores. A ideia básica é de ter uma

“redundância” de transformadores, ou seja, se uma ou duas fases são interrompidas ou sofrem

afundamentos severos, o sistema continua sendo alimentado sem problemas pela outra fase.

Esta topologia permite que a bateria seja usada somente quando ocorre um problema nas três

fases. Com a redução do uso da bateria, aumenta-se a sua vida útil.

Fig. 4.1 – Bloco de Transformação e Fonte de Alimentação.

No diagrama da

Fig. 4.1 pode ser visto que a tensão retificada dos secundários, V

retificada

forma a tensão V

, que energiza o bloco “Regulação”. Esse bloco contém os reguladores

lineares que alimentam o circuito do medidor. No caso de falha nas três fases (interrupções ou

afundamentos severos), o sistema comanda a comutação de um relé e a bateria, com sua

tensão V

bateria

, passa a alimentar o circuito.

4.1.2 Bloco do Circuito da Bateria

O bloco do Circuito da Bateria é responsável pela recarga da bateria. É basicamente um

conversor buck controlado pelo BQ2000, um circuito integrado (CI) da Texas Instruments.

Devido à medição do tipo fase-neutro e à forma de transformação, o neutro (ou terra) é compartilhado por todo

o circuito como referência.

Fase A

Fase B

Fase C

Bateria

Relé

tifi

cad

ula

ão

NF NA

Ele é capaz de trabalhar com diferentes tipos de bateria, como NiCd, NiMH e Li-Ion, sendo

possível ser programado através da combinação de componentes passivos (resistores e

capacitores) ligados a seus terminais. Dessa forma, pode-se definir o número de células da

bateria, tempo de carga e o valor da corrente, por exemplo.

O diagrama do circuito pode ser observado de forma simplificada na Fig. 4.2. O CI

controlador realiza amostragens do valor de tensão da bateria e identifica seu estado. Ele usa

um resistor de baixa resistência (R

shunt

) para monitorar (e limitar) a corrente de recarga da

bateria e controlar a frequência de chaveamento do transistor. O controle de fim recarga é

feito por tempo ou variação de tensão (o que ocorrer primeiro) [16]. A bateria usada é do tipo

NiMH e no Apêndice B – Recarga de Bateria – trata-se dos aspectos básicos de como deve ser

feita a recarga das baterias baseadas em Níquel.

Fig. 4.2 – Bloco do Circuito da Bateria.

O circuito de recarga é alimentado por um quarto transformador, no qual é realizada

retificação monofásica de onda completa e produz uma tensão superior ao valor de tensão da

bateria. O primário do transformador é ligado de forma monofásica em uma das fases – sem

definição de preferência. Como a recarga é realizada por um período de tempo relativamente

curto (algumas horas) em relação ao período de medição, não há maiores problemas no caso

de interrupção na fase usada.

Bateria

controlador

4.1.3 Bloco de Adequação de Tensão

Para o processamento dos sinais de tensão da rede elétrica é necessário sua redução para

os níveis de tensão de trabalho dos CIs utilizados. O uso de transformadores para esse tipo de

processo foi descartado, pois transformadores simples introduziriam distorções e afetariam a

precisão do sistema, que é restrita pela norma; transformadores de precisão e adequados

apresentariam custo elevado e seriam incompatíveis com os objetivos do projeto – o uso de

outros tipos de elementos para isolação implicaria no mesmo problema. A solução adotada foi

o uso de amplificadores operacionais, sem isolação, configurados para redução dos sinais,

como ilustrado na Fig. 4.3.

Fig. 4.3 – Circuito adequador (redutor) de tensão de fase.

O circuito da

Fig. 4.3 é basicamente um amplificador inversor com soma de offset. Sua

função é reduzir o sinal de tensão CA da rede elétrica a uma faixa de excursão em torno de

±2V e somá-lo a um offset de tensão para que o sinal se torne CC e varie entre de 0 a 4V. O

amplificador operacional usado foi o MCP6004, que é um CI composto de quatro

amplificadores operacionais de baixo offset interno e corrente de polarização, alimentação

unipolar (5V) e que pode operar por toda faixa de alimentação (0 a 5V)

[17].

Fazendo-se as devidas considerações, pode se equacionar facilmente o circuito e se obter a

tensão de saída v

. No caso, desprezando-se as correntes de polarização de entrada dos

terminais positivo e negativo do CI (insignificantes e da ordem de nA) e se considerando os

terminais em um curto-circuito virtual, ou seja, com mesma tensão (v

= v

). Tem-se que v

é a

tensão de fase na entrada e V

ref

é uma tensão usada para gerar o offset. Ela é proveniente do

MCP1541, que é um CI com função específica de fornecer tensão de referência [18] igual a

4,096V, valor convenientemente múltiplo de 2 e usado também pelo conversor A/D como

referência de tensão para conversão. Com isso, pode-se obter como equações básicas:

123

iii=+ (1)

ref

vvV

−+

(2)

11 2 2i

viRiR

+ (3)

34o

vviR

−

− (4)

22 33

viRiR

−

− (5)

Substituindo-se (1) em (3) obtém-se:

31 2 1 2

()

viRiRR

++ (6)

Substituindo-se (2) em (4) e igualando-se (2) e (5) têm-se (7) e (8), respectivamente:

45 6 4

()

ref

RR R

=−

(7)

22 33

ref

ViRiR

=−

(8)

Substituindo (7) em (8) obtém-se:

53 4 3

24 5 6 24

()

ref

RR vR

RR R RR

=−

(9)

Substituindo (7) e (9) em (6) tem-se:

55343

112

45 6 4 245 6 24

()

() ()

iref ref

Rv RRRvR

vV RV RR

RR R R RRR R RR

⎡⎤⎡ ⎤

=−+ −+

⎢⎥⎢ ⎥

⎣⎦⎣ ⎦

15 1 5 3 4 1 2 3 1 2

4 5 6 4 24 5 6 24

()()()

() ()

iref ref

R Rv RRRRR vRRR

vV V

R R R R RR R R RR

=−+ −

125135235145 245 121323

245 246 24

iref o

RR RRR RRR RRR RRR RR RR RR

vV v

RRR RRR RR

⎡⎤

⎡

⎤

++++ ++

=−

⎢⎥

⎢

⎥

⎣

⎦

⎣⎦

()

()()

24125135235145245

12 13 23 245 2 46 12 13 23

oref i

RR RRR RRR RRR RRR RRR

vV v

RRRRRRRRRRR RRRRRR

⎡⎤

++++

⎡

⎤

=−

⎢⎥

⎢

⎥

++ + ++

⎣

⎦

⎣⎦

Logo, v

= f(v

), pois V

ref

é constante e as resistências podem ser definidas livremente.

Para simplificar a equação, faz-se R

= R

= R e R

= R

= r e se tem:

(

)

oref i

vV v

=−

23 3

oref i

vV v

⎛⎞

∴

=+−

⎜⎟

⎝⎠

(10)

Como se deve reduzir a tensão da rede, que tem amplitude da ordem de 200V, para

amplitude da ordem de 2V, escolheu-se R = 44,2kΩ e R

= 1,13kΩ e, sendo V

ref

= 4,096V,

tem-se a valor instantâneo da saída do adequador (CC e excursionando em torno de 2V) na

equação (11):

2,0829 0,0085

vv=−⋅ (11)

4.1.4 Bloco de Filtragem

Com a redução das tensões de fase da rede para níveis adequados, deve-se realizar a

filtragem dos sinais para remover as altas frequências dos espectros e eliminar os efeitos do

aliasing no processo de amostragem. O filtro Butterworth, que tem atenuação monotônica, foi

escolhido por diversos fatores, tais como: facilidade de projetar, ter resposta plana (pouco

inclinada) na sua banda passante e ganho unitário – esses aspectos melhoram com o aumento

da sua ordem – e ter uma topologia simples e de fácil implementação, chamada

Sallen-Key,

relativamente insensível a pequenas variações dos valores dos componentes

[19]. Como

desvantagem ele não apresenta forte atenuação após a frequência de corte se comparado a

outros filtros de mesma ordem, havendo necessidade do uso de ordens superiores. Outro

ponto é que sua fase não é linear – o que não é um problema, conforme explicado adiante.

Dessa forma, sua característica plana foi decisiva para sua escolha, pois outros filtros

apresentam

ripple, o que pode produzir distorções. O circuito da topologia do filtro Sallen-

Key

é apresentada na Fig. 4.4. Este circuito é um filtro de ordem 2.

Fig. 4.4 – Circuito da topologia Sallen-Key.

A função de transferência do circuito é dada pela equação (12).

()

1212 2 1 2

()

CCRRs C R R s

(12)

A frequência de ressonância w

do filtro pode ser calculada através do coeficiente do

termo “s

”, conforme a equação (13); o coeficiente do termo “s” se relaciona com o produto

da frequência de ressonância com o fator Q do filtro, como na equação (14).

1212

CCRR

= (13)

()

21 2

CR R

⋅=

(14)

O PRODIST determina que o medidor deve processar, no mínimo, até a 25ª componente

harmônica da tensão

[7]. Definiu-se, então, a frequência de amostragem igual a 7,68kHz, que

equivale a 128 amostras por ciclo de rede. Como a 25ª componente harmônica é igual a

1,5kHz, estabeleceu-se a frequência de corte do filtro em 1,8kHz, que é superior a última

harmônica de interesse. Dessa forma, foi definido o uso de um filtro ativo passa-baixas

Butterworth de 8ª ordem, formado por quatro blocos em cascata de filtros de 2ª ordem Sallen-

Key

, e que apresenta características convenientes para o projeto. O programa FilterLab, da

Microchip

[20], foi usado para projetar do filtro e determinar os valores de seus componentes.

O filtro está ilustrado na

Fig. 4.5. Pode-se observar a série de quatro blocos de filtros de 2ª

ordem formando o filtro final

Butterworth de 8ª ordem. O amplificador operacional usado é o

MCP6004.

Fig. 4.5 – Circuito de filtragem.

Uma simulação da resposta do filtro (ganho e fase) foi feita no MATLAB e está ilustrada

Fig. 4.6. Na figura, a frequência de corte de 1,8kHz é indicada junto com sua atenuação de

amplitude, de aproximadamente 3dB. A frequência de corte dos blocos do filtro pode ser

facilmente calculada a partir dos valores dos componentes escolhidos, substituindo-os na

equação (13) e fazendo f

= w

/ 2π, de onde se obtém aproximadamente 1,8kHz. Sendo de 8ª

ordem, o filtro atenua adequadamente a banda de rejeição, posterior à metade da frequência

de amostragem (3,84kHz) – como requer o Teorema da Amostragem para eliminar o

aliasing.

A atenuação a partir de 3,84kHz é superior a 52dB.

Fig. 4.6 – Resposta do filtro em Magnitude (dB) e Fase (graus) x Frequência (Hz)

Deve-se notar que há uma variação da fase com a frequência. Como os indicadores são

calculados em função do valor eficaz, não há maiores problemas. O valor eficaz é calculado

através de janelas de tempo que incluem vários ciclos de rede da frequência fundamental,

logo, para frequências maiores existirão bem mais ciclos contidos na janela e o deslocamento

de fase em relação à fundamental não fará diferença para o cálculo do valor eficaz. Outra

observação é que para os outros indicadores, diferentemente dos harmônicos, foi adotada uma

subamostragem, feita sobre taxa principal. Na maioria deles, a taxa é a metade, ou seja, 64

amostras/ciclo (3,84kHz). Para o caso do indicador de flutuação, a taxa usada é de 16

amostras/ciclo (960Hz). A subamostragem tem como objetivo a redução da carga de

processamento, visto que as taxas reduzidas produziram resultados adequados para os

indicadores.

4.1.5 Bloco de Conversão Analógico-digital

O circuito de Conversão A/D usa três CIs MCP3102

[21] para a conversão dos sinais

filtrados. Ele é um conversor A/D com resolução de 12 bits – requisição mínima da norma.

Usa como referência de tensão os 4,096V

gerados pelo MCP1541 e se comunica com o

bloco dos microcontroladores através de um barramento SPI. As três amostragens são

Deve-se observar que, trabalhando-se com um Conversor A/D em 12 bits, tem-se 2

= 4096 níveis. O uso de

uma tensão de referência igual a 4,096V permite uma conversão “redonda” de 1mV/nível.

realizadas paralelamente, de forma que o posterior cálculo do fator de desequilíbrio não seja

afetado.

4.1.6 Bloco dos Microcontroladores

O bloco contém dois microcontroladores dsPIC33FJ256GP710, da Microchip

[22]. Seu

diagrama de blocos geral pode ser visto na

Fig. 4.7.

Fig. 4.7 – Diagrama de blocos geral do dsPIC33.

São microcontroladores de 100 terminais, 256kB de memória de programa e 30kB de

memória RAM. Esses microcontroladores apresentam um

hardware híbrido: contém as

características comuns dos microcontroladores RISC e similares aos DSPs, com

hardware

apropriado para processamento de sinal. Ambos trabalham numa taxa de aproximadamente 40

MIPS e usa arquitetura

Harvard modificada, na qual o os barramento de dados e de instruções

(memória de programa) são separados – a modificação significa que dados podem ser

mantidos na área da memória de programa.

Deve-se notar que os microcontroladores apresentam conversores A/D, mas como a

resolução dos mesmos é de 10 bits, não podem ser usados, pois o PRODIST estabelece uma

resolução mínima de 12 bits. Outros microcontroladores da família apresentam conversores

de 12 bits, mas eles só permitem amostragem sequencial. Isso significa que as fases não

poderiam ser amostradas ao mesmo tempo, só uma após a outra. Tal fato inviabiliza o uso dos

módulos de conversão, pois implicariam em erros no processamento dos sinais.

No circuito há um microcontrolador responsável pelo processamento dos sinais. Após esse

processamento, os dados são enviados para o segundo microcontrolador, que os armazena.

Eles se comunicam entre si de forma serial. O segundo microcontrolador é responsável pelo

controle do medidor e por se comunicar com o Servidor, passando-lhe os dados medidos e

outras informações pertinentes (através do bloco do Circuito de Comunicação).

4.1.7 Bloco Memória não-volátil

Este bloco contém um cartão SD, que armazena os dados processados até que sejam

enviados ao Servidor. O cartão é uma memória não-volátil do tipo

flash. A memória do cartão

é usada de forma “circular”, tal que depois de preenchido, os novos dados sobrescrevem os

antigos – que já foram enviados ao Servidor e estão em um banco de dados. Se necessário, os

dados podem ser lidos diretamente do cartão usando-se um programa apropriado. O cartão é

controlado pelo microcontrolador que gerencia o medidor e se comunica com ele serialmente

via SPI

[23][24]. Para que o medidor seja iniciado, o cartão deve estar inserido.

4.1.8 Bloco do Circuito de Comunicação

Este bloco contém um módulo de celular G24, da Motorola, e um cartão SIM, para a

conexão do módulo na rede de telefonia móvel. O G24 é um módulo GSM

quadriband,

podendo operar nas bandas de 850, 900, 1800 e 1900MHz

[25][26]. Ele se comunica

serialmente com o microcontrolador e faz o envio e a recepção de dados usando a rede

GPRS/Internet. Apresenta a camada de transporte do modelo OSI implementada, ou seja, tem

uma pilha TCP-IP preparada, o que simplifica o trabalho do microcontrolador para se

conectar à Internet.

4.1.9 Sistema de Telefonia Móvel

Nas últimas duas décadas a cobertura da rede de telefonia móvel GSM tornou-se bem

ampla, cobrindo uma considerável área no país, como ilustrado na

Fig. 4.8 [27]. A

disponibilidade da rede no Espírito Santo também se tornou grande, com diversas operadoras.

O mapa na

Fig. 4.9 exibe a distribuição do número de operadoras por regiões no estado.

Fig. 4.8 – Áreas com cobertura GSM.

Fig. 4.9 – Número de operadoras de telefonia móvel por região no ES.

Com a redução dos custos dos serviços de transferência de dados, este meio se tornou

viável para sistemas de monitoramento remoto. Ao contrário do padrão no qual o custo da

comunicação baseia-se no tempo de uso do canal de conexão, os atuais sistemas de

transferência de dados da rede móvel baseiam-se na quantidade de dados transferidos. E mais,

as redes de comunicação podem ser do tipo

on-line, i.e., estar sempre disponível, não sendo

necessário realizar conexões a cada nova transferência, têm taxa de transferência

relativamente alta e dispensam os habituais meios físicos de conexão, os cabos. A tecnologia

adotada para dar suporte à comunicação foi o GPRS. Popular no sistema GSM, este serviço

tem grande cobertura no país e no estado, como se pode ver indicado na

Fig. 4.10.

Fig. 4.10 – Áreas com cobertura GPRS no país.

4.1.10 Rede GPRS

O sistema GPRS é uma

tecnologia de transferência de dados realizada através do sistema

de telefonia móvel

GSM. A rede GPRS é “sempre ativa”, ou seja, o usuário está sempre

conectado – não necessariamente usando seu canal ou seus recursos; só os usa quando

requerido. Antes da transmissão, a informação é dividida em “pacotes” relacionados entre si.

Essa divisão permite que pacotes de diferentes usuários trafeguem pela rede de forma

concorrente e, não importando a ordem, ao chegar ao destinatário a informação original é

remontada (esse é o mesmo princípio utilizado na Internet).

4.2 Metodologia de Cálculos

Para efetuar o processamento dos sinais de tensão foram seguidas as metodologias

sugeridas pela norma. Os indicadores processados foram: tensão em regime permanente,

harmônicos, desequilíbrio de tensão, flutuação de tensão, variação de tensão e interrupções.

4.2.1 Tensão em Regime Permanente

Este indicador é composto por um conjunto de leituras que deverá compreender o registro

de 1.008 intervalos válidos, obtidos de forma consecutiva. O período de integralização é de 10

minutos, salvo intervalos eventualmente expurgados. No caso de expurgação, intervalos

adicionais devem ser agregados, sempre consecutivamente, de forma que os 1.008 intervalos

válidos sejam contabilizados. Esses 1.008 intervalos válidos de 10 minutos correspondem a

168 horas ou 7 dias de medição. Essas são as especificações do PRODIST. Para atender a

concessionária, o medidor tem maior flexibilidade e permite que o período de integralização

dos intervalos seja configurado em 1, 5, 10 e 15 minutos

. O período de integralização e as

regras de expurgação dos intervalos são aplicados de forma idêntica nos outros indicadores.

A ocorrência de interrupção de energia (em qualquer uma das fases) durante um ou mais

intervalos implicará na expurgação dos mesmos na análise final – para efeito de controle, os

intervalos expurgados são mantidos armazenados. A

Fig. 4.11 exemplifica como é feita a

expurgação. A faixa “A” representa um intervalo válido de 10 minutos finalizado. Após ele se

O medidor permite também que o período total de leitura seja configurado em 1, 3 e 7 dias.

inicia um novo intervalo, representado pela faixa “B”. Durante este intervalo ocorre um

VTCD (afundamento), com um tempo T

cic

equivalente a alguns ciclos de rede – os VTCDs

não interferem na validade do intervalo

. Em seguida ocorre uma interrupção. Ela é

determinada quando a tensão se mantém abaixo de 0,1 pu por um período de tempo “t” maior

ou igual a T

int

. O intervalo “B” é expurgado e deverá ser substituído por um intervalo

consecutivo de forma que a contabilização seja de 1.008 pontos. Na sequência a leitura

continua e intervalos válidos, representados pelos pontos “C” e “E”, respectivamente, vão

sendo processados.

Fig. 4.11 – Gráfico para exemplificação de expurgação de intervalo.

O valor do intervalo representa a tensão eficaz de cada fase durante o período de medição.

Esses valores eficazes são calculados a partir das amostras coletadas em “janelas” sucessivas.

Cada janela compreende uma sequência de doze ciclos da rede (0,2s), sendo que a taxa de

amostragem do ciclo é de 64 amostras – logo, uma janela é composta por 768 amostras. Um

intervalo de 10 minutos é composto por 3.000 janelas de 0,2s. O cálculo da integralização do

intervalo “x” é dado por (15):

jan

∑

(15)

sendo:

: valor eficaz do intervalo “x” integralizado durante o período (usualmente 10 minutos);

jan

: número de janelas no intervalo (3.000 janelas para um intervalo de 10 minutos);

jan i

: valor médio quadrático da janela “i”, que é dado pela equação (16), onde v

é o valor da

amostra “j” da janela:

Revisões do Módulo 8 do PRODIST “sugerem” que a ocorrência de VTCD também expurgue o intervalo, mas

isso dependerá de aprovação.

O PRODIST estabelece que a duração de T

int

é igual a 3 minutos (o medidor permite o uso de 1 ou 3 minutos).

1pu

0,1pu

VTCD

t > T

int

A: t=10min B: t=10min C: t=10min D

Tensão

Eficaz

Tempo

cic

Interrupção

768

jan j

Vv=

∑

(16)

O conjunto de intervalos lidos será usado para o cálculo do índice de duração relativa da

transgressão para tensão precária (DRP) e crítica (DRC) de acordo com as expressões (17) e

(18):

[]

100 %

1008

nlp

DRP =⋅

(17)

[]

100 %

1008

nlc

DRC =⋅

(18)

sendo:

nlp = número de leituras na faixa precária;

nlc = número de leituras na faixa crítica.

As faixas de tensão adequada, precária e crítica são especificadas pela norma como na

Fig. 4.12. A tensão de referência usada pelo medidor é de 127V (fase-neutro). Idealmente,

espera-se que o sistema mantenha-se na faixa adequada a maior parte do tempo.

Fig. 4.12 – Faixas de classificação de tensão [7].

sendo:

Tensão de referência: T

;

Faixa Adequada de Tensão: (T

- ∆

ADINF,

+ ∆

ADINF

);

Faixas Precárias de Tensão: (T

+ ∆

ADSUP,

+ ∆

ADSUP

+ ∆

PRSUP

ou T

- ∆

ADINF

- ∆

PRINF

, T

- ∆

ADINF

);

Faixas Críticas de Tensão: (>T

+ ∆

ADSUP

+ ∆

PRSUP

ou <T

- ∆

ADINF

- ∆

PRINF

, T

- ∆

ADINF

);

No Anexo I do PRODIST há um conjunto de tabelas que determina as faixas de tensão

para várias tensões de referência em redes de baixa, média e alta tensão. A

Tabela 4.1 exibe as

faixas de tensão para a tensão contratada monofásica de 127V.

Tabela 4.1 – Faixas de classificação de tensão [7].

Tensão de Atendimento Faixa de variação

Crítica superior V

> 140V

Precária superior 133 < V ≤ 140

Adequada 116 ≤ V ≤ 133

Precária inferior 109 ≤ V < 116

Crítica inferior V < 109

4.2.2 Harmônicos

O indicador de harmônicos trata da distorção harmônica sofrida pela forma de onda da

tensão em relação à sua forma (idealizada) senoidal. Este fenômeno é causado pela existência

de componentes de tensão com frequências diferentes da fundamental, que é 60Hz. O

indicador levanta dois parâmetros: a distorção harmônica total de tensão (DTT) e distorção

harmônica individual de tensão (DIT). Os componentes individuais são formados por

frequências múltiplas inteiras de 60Hz e a norma exige o processamento dos 25 primeiros

componentes (no mínimo). A distorções harmônicas também podem ser produzidas por

componentes múltiplos não inteiros de 60Hz, denominados inter-harmônicos

, mas a norma

não os aborda.

A taxa de amostragem para o cálculo da distorção é de 128 amostras por ciclo de rede. A

janela de cálculo das distorções é de 8 ciclos, o que equivale a um total de 1.024 amostras.

Essas amostras são processadas usando-se a Transformada Discreta de Fourier (DFT). Na

verdade, como se pode observar, o valor de amostras é múltiplo de potência de 2. Isso permite

o uso de um algoritmo de DFT de alto desempenho, que possibilita os cálculos extremamente

rápidos. Tal algoritmo é chamado de Transformada Rápida de Fourier (FFT). As bibliotecas

que acompanham o ambiente de desenvolvimento do dsPIC33 oferecem tal ferramenta

[28].

O termo inter-harmônico está bem difundido para componentes múltiplos não inteiros da fundamental, mas é

possível se encontrar o termo sub-harmônicos para componentes com valores não inteiros inferiores a 1.

Processada a janela, são obtidos os valores de tensão dos componentes harmônicos. O

DIT de ordem “h”, em percentual da fundamental, deve ser calculado conforme a equação

(19).

% 100

DIT

⋅ (19)

sendo:

: tensão de componente harmônico de ordem “h”;

: tensão do componente fundamental.

O valor da DTT, em percentual da fundamental, é calculado conforme (20):

% 100

DTT

=⋅

∑

(20)

sendo:

: tensão de componente harmônico de ordem “h”, que vai do 2º até o 25º componente;

: tensão do componente fundamental.

A norma estabelece valores de referência globais das DTTs (em percentual da

fundamental) com relação à tensão de barramento, conforme a

Tabela 4.2. Também informa

valores de referência para as DITs em percentual da fundamental, ilustrado na

Tabela 4.3.

Segundo a norma, estes valores servem para referência do planejamento elétrico em termos de

QEE e serão estabelecidos em resolução específica futura, após um período experimental de

coleta de dados.

Tabela 4.2 – Valores de referência globais das DTTs [7].

Tensão nominal do

barramento

DTT (%)

≤ 1kV 10

1kV < V

≤ 13,8kV 8

13,8kV < V

≤ 69kV 6

Tabela 4.3 – Níveis de referência para as DITs [7].

Como informado, os valores coletados futuramente servirão para o estabelecimento de

valores de referência. Neste ponto é importante fazer uma observação. A norma se omite

sobre várias especificações que poderiam (ou deveriam) ser feitas para o processamento do

indicador. No Subtópico 4.4.2 do PRODIST

[7] há a seguinte afirmação: “A capacidade de

armazenamento dos sistemas de medição deve atender os requisitos de banco de dados do

protocolo de medição a ser definido pela ANEEL”. A norma informa apenas como calcular a

DTT e a DIT; não há informações de como esses dados devem ser processados durante o

intervalo e nem qual tipo de resultado final deve ser armazenado. Uma questão séria,

partindo-se de que, como a própria norma informa, os dados levantados serão usados para o

estabelecimento de limites e referências regulatórios.

Para se entender melhor a situação, deve-se observar que existem várias maneiras de se

processar os dados. Em primeiro lugar, há a questão de como processar a janela (ou mesmo

estabelecê-la). No caso específico deste trabalho optou-se por processar a janela diretamente

com a FFT, o que equivale à aplicação de um filtro retangular. Seria possível aplicar filtros

triangulares, de hamming, de hanning, de blackman e outros

[15][29]. O intuito seria

“atenuar” as extremidades da janela de amostragem de forma a se evitar valores “abruptos”

nos coeficientes da FFT; poder-se-ia ainda trabalhar também com janela de amostragem

deslizante, isto é, haver a sobreposição entre janelas vizinhas, com os ciclos finais da janela

anterior sendo usados nos iniciais da atual. Em segundo lugar vem a questão de que forma

processar e produzir o valor final do intervalo. No caso do projeto, que usa janela com 8

ciclos, existem, no intervalo de 10 minutos, 4.500 janelas, que produzem 01 DTT e 24 DITs

para cada fase. Qual desses valores representará o intervalo? E de que forma? Há aí outro

conjunto de possibilidades. Pode-se usar, por exemplo, o valor médio das janelas ou o valor

eficaz. A opção do projeto foi pelo pior caso, ou seja, são armazenados os piores casos de

DTT e DIT de cada fase no fim do intervalo. Isto significa que se a janela “x” produziu o

maior DTT entre todas as janelas do intervalo, ele é o que será armazenado. O mesmo vale

para as DITs de cada fase. O pior caso pode não refletir o comportamento de regime do

sistema, mas, de certa forma, acaba levantando à pior situação. Sua desvantagem é a

ocorrência de fenômenos transitórios, como os VTCDs, ocasionam distorções harmônicas que

podem resultar no pior caso do intervalo. Evidentemente, a própria norma deixa a questão

aberta quando não define a forma de se calcular o resultado final para o intervalo analisado.

Sabendo-se de antemão que os resultados dos futuros medidores serão usados para se

estabelecer valores de referência, nota-se que a falta de especificação de como se processar os

resultados do indicador poderá produzir resultados discrepantes entre diversos medidores e

criar um problema futuro para o estabelecimento dos valores de referência. Vale ressaltar que

este problema não é específico do PRODIST. Padrões internacionais, como o do IEEE, ainda

não estão totalmente estabelecidos; já a IEC estabelece especificações mais detalhadas. Mais

informações sobre esse assunto são apresentadas no

Apêndice C – Padrões IEC e IEEE para

Harmônicos.

4.2.3 Desequilíbrio de Tensão

O desequilíbrio de tensão é um fenômeno associado a alterações dos padrões trifásicos da

rede elétrica. Este indicador tem como produto o Fator de Desequilíbrio (FD), que registra

informações sobre tais alterações. Como é um parâmetro intrínseco aos sistemas trifásicos, ele

é desabilitado em situações em que o medidor é usado para medições de apenas uma ou duas

fases. A norma estabelece que o valor de referência nos sistemas de distribuição, com exceção

dos sistemas de baixa tensão, deve ser igual ou inferior a 2%, sendo que este será usado para o

planejamento elétrico e que, posteriormente, será estabelecido em resolução específica, após

período experimental de coleta de dados.

A norma novamente se omite sobre a forma de como calcular o resultado final para o

intervalo. Dessa forma, optou-se por dois resultados: o FD médio do intervalo

e o FD

máximo do intervalo (o maior FD obtido entre todas as janelas do intervalo), que permitem

caracterizar o comportamento médio do sinal no regime e seu pior caso. Como no caso do

indicador de Tensão de Regime Permanente, a taxa de amostragem é de 64 amostras por ciclo

e com janelas de 12 ciclos de rede (0,2s). O intervalo de processamento é o mesmo, ou seja, 1,

5, 10 ou 15 minutos (conforme a programação do medidor).

Para o cálculo do FD de uma janela, a norma sugere duas equações, ambas gerando

resultados similares. A primeira delas trabalha diretamente com a sequência positiva, V

, e a

sequência negativa, V

, resultado em um valor adimensional (%) como a equação (21):

% 100

−

⋅ (21)

A outra equação usa o método de CIGRÉ, que resulta na mesma grandeza adimensional,

só que se correlaciona com as tensões de linha. Por ser mais simples de processamento, este

método foi adotado pelo projeto e pode ser calculado pela equação (22):

136

% 100

136

−−

=⋅

+−

(22)

sendo ß calculado através de (23):

()

444

222

AB BC CA

VVV

(23)

: a tensão eficaz de linha entre as fases A e B;

: a tensão eficaz de linha entre as fases B e C;

: a tensão eficaz de linha entre as fases C e A.

Como o FD é um valor adimensional, a opção pelo valor médio foi escolhida.

Como o sistema trabalha amostrando tensão fase-neutro, é necessário se calcular a tensão

de linha entre as fases, que é feita conforme (24)

768

()

768

XY Xi Yi

Vvv

=−

∑

(24)

sendo:

: a tensão de linha eficaz entre as fases X e Y na janela de 12 ciclos (768 amostras);

: a tensão instantânea da amostra “i” da fase Y;

: a tensão instantânea da amostra “i” da fase X.

Com o cálculo do valor do FD da janela, pode-se calcular o FD médio e o FD máximo e

armazená-los. O cálculo do FD máximo é simples, basta manter o maior FD encontrado

durante o processamento das 3.000 janelas. Já o cálculo do FD médio pode ser feito da

conforme a equação (25):

jan

FD FD

∑

(25)

sendo:

FD%

: o FD% da janela “i”;

jan

: número de janelas no intervalo (3.000 janelas para um intervalo de 10 minutos).

4.2.4 Flutuação de Tensão

A flutuação de tensão é um fenômeno de variação aleatória, repetitiva ou esporádica do

valor eficaz da tensão. É como se o sinal da rede fosse “modulado” em uma frequência mais

baixa. A flutuação da tensão provoca um efeito de cintilação luminosa nos sistema de

iluminação (flicker). A determinação da flutuação tem por objetivo avaliar o incômodo

provocado pela cintilação luminosa nas pessoas. Um fator alto de flutuação provoca cintilação

luminosa que, por sua vez, causa efeitos fisiológicos incômodos às pessoas. A cintilação

causa a dilatação e contração da pupila de forma repetitiva, podendo causar dores de cabeça,

entre outros problemas.

Este indicador obtém os níveis da severidade da cintilação através do cálculo dos

parâmetros Pst (Severidade de cintilação de curta duração) e Plt (Severidade de cintilação de

Deve-se lembrar que a uma taxa de 64 amostras/ciclo, durante 12 ciclos, tem-se 768 amostras.

longa duração). Eles são obtidos conforme os procedimentos estabelecidos no padrão 61000-

4-15 da IEC

[30]. Estes valores são derivados da medição e processamento das tensões dos

barramentos, traduzidas em níveis de sensação de cintilação luminosa, com posterior

classificação em faixas de probabilidade de ocorrência.

De acordo com a norma, o indicador Pst representa a severidade dos níveis de cintilação

luminosa associados à flutuação de tensão verificada num período contínuo de 10 minutos

De modo semelhante, a grandeza Plt expressa a severidade dos níveis de cintilação luminosa

associados à flutuação de tensão verificada num período contínuo de 2 horas, calculados sobre

12 valores consecutivos de Pst

. Ao longo de 24 horas de medição é obtido um conjunto de

valores de Pst que, devidamente tratado, conduzirá ao PstD95%

(D de resultado diário). Ao

final de uma semana de medição, o indicador final será o maior valor PstD95% calculado. De

forma análoga, calcula-se ao longo de uma semana de medição um conjunto de valores de Plt,

do qual obtém-se o indicador final PltS95% (S de resultado semanal).

A expressão para o cálculo do Pst é dada por (26):

0,1 1 3 10 50

0,0314 0,0525 0,0657 0,28 0,08

sss

Pst P P P P P=++++ (26)

sendo:

(percentil i): o nível de sensação de cintilação que foi ultrapassado durante “i” % do tempo,

sendo obtido a partir da função de probabilidade cumulativa.

O sufixo “s” indica que o percentil sofre um “alisamento” para remoção de variações

abruptas

. Eles são obtidos a partir das expressões (27), (28), (29) e (30):

50s

= (P

+ P

) / 3 (27)

10s

= (P

+ P

) / 5 (28)

= (P

2,2

+ P

) / 3 (29)

= (P

0,7

+ P

1,5

) / 3 (30)

A norma da IEC também permite o uso de períodos diferentes, que abrangem 1, 5, 10 e 15 minutos.

Ou 120, 24 e 8 valores consecutivos quando são usados intervalos de 1, 5 e 15 minutos, respectivamente.

O termo percentil x95% representa um valor da medição tal que foi superado por apenas 5% dos valores

registrados durante o todo o período medido.

O percentil P

0,1

dipensa o alisamento pois no sistema há um filtro com constante de tempo maior (300ms) e

que ajuda nessa função.

Esses níveis percentuais, chamados percentis, são exemplificados na

Fig. 4.13. O eixo das

abscissas, Sf, representa a sensação instantânea de cintilação – quanto maior Sf, maior a

sensação. O sistema é divido em “classes”. Cada classe é representada por uma faixa de

valores de Sf. As barras podem ser entendidas como o total de ocorrências de valores de Sf

dentro da classe. Por exemplo, se a classe número “i” é representada pela faixa que vai de 3,5

a 4pu e durante a medição ocorrem 7 valores de Sf dentro dessa faixa, a barra terá “tamanho”

7. No caso, a ocorrência dos valores de Sf é separa em faixas. Quanto maior a barra, mais

ocorrências de determinados valores de Sf foram enquadrado na faixa/classe e tais valores

serão usados em funções estatísticas. A posição do percentil no eixo está associada ao

número/percentual de registros formadores das classes. Essa distribuição, quando acumulada,

é composta por 100% dos registros (eixo das ordenadas P%).

A expressão para o cálculo do Plt é dada por (31):

()

total

Plt Pst

∑

(31)

sendo:

Pst

: Pst de número “i” no cálculo do Plt;

total

: número de intervalos de Pst que formam 2 horas de medição (são 12 para 10 minutos).

Fig. 4.13 – Distribuição acumulada complementar da sensação de cintilação.

Tabela 4.4 fornece os valores de referência a serem utilizados para a avaliação do

desempenho do sistema de distribuição quanto às flutuações de tensão. São estabelecidas três

faixas para classificação dos indicadores estabelecidos: valor adequado, valor precário e valor

crítico. Esses valores servem para referência do planejamento elétrico em termos de QEE e

serão estabelecidos em resolução específica, após período experimental de coleta de dados.

Tabela 4.4 – Valores de referência para a flutuação de Tensão [7].

Valor de referência PstD95% PltS95%

Adequado < 1pu / FT < 0,8pu / FT

Precário 1 a 2pu / FT 0,8 a 1,6pu / FT

Crítico > 2pu / FT >1,6pu / FT

O termo FT é o chamado Fator de Transferência e deve ser calculado pela relação entre o

valor do PltS95% do barramento do sistema de distribuição e o valor do PltS95% do

barramento de tensão secundária de baixa tensão de distribuição eletricamente mais próximo.

Para os casos em que os FTs dos barramentos envolvidos não sejam conhecidos através de

medição, pode-se usar FT = 1,0 para barramentos com tensão nominal menor que 69kV

[7].

4.2.5 Modelo da IEC

As flutuações de tensão eficaz na rede são causadas, por exemplo, por mudanças

repentinas na demanda de potência requisitada pelo sistema. Tipicamente esse efeito é

aleatório e causado por grandes cargas pulsantes, como fornos a arco, laminadores ou

compressores. Além do problema da cintilação luminosa, que causa desconforto à visão

humana – e que se torna mais perceptível quando as oscilações estão na faixa de 0,5Hz a

35Hz –, há também os problemas gerados nos equipamentos alimentados pela rede, como a

variação de torque em motores, oscilação de tensão causando desligamento de equipamentos

eletrônicos, medições incorretas de sistemas de monitoramento de energia, etc.

Um modelo de medidor de cintilação foi elaborado pela IEC

[30] e pode ser visto no

diagrama de blocos da

Fig. 4.14.

Fig. 4.14 – Diagrama de Blocos do modelo de medidor de cintilação de tensão [30].

Ele foi estabelecido para medições em sistemas de 230V / 50Hz ou 120V / 60Hz e é um

modelo para a percepção humana olho-cérebro à variação luminosa (cintilação) de uma

lâmpada de 60W. Pode ser dividido em duas partes, com as seguintes tarefas:

•

simulação da resposta lâmpada-olho-cérebro (blocos 2, 3 e 4);

•

análise estatística do sinal de cintilação e resultados (bloco 5).

Bloco 1

O bloco 1 contém um gerador de sinal para verificar a calibração do medidor de cintilação

e um circuito de adequação de tensão, que reduz e ajusta o valor eficaz da entrada a um nível

interno de referência, normalizando o sinal e mantendo a flutuação percentualmente

inalterada. Transformadores e um circuito detector e de controle de ganho constituem essa

parte.

O modelo da IEC tem concepção analógica, logo, a parte de adequação do bloco foi

alterada no medidor proposto. A redução do sinal a níveis baixos de tensão é feito por

amplificadores operacionais, como tratado em

4.1.3 Bloco de Adequação de Tensão. O

microcontrolador faz a normalização e tem tempo de resposta ao degrau da variação do valor

eficaz igual a 1 minuto. A taxa de amostragem usada é de 16 amostras/ciclo (960Hz) – uma

subamostragem da taxa principal. Como o sistema não é um medidor específico de cintilação,

a parte geradora de sinal de calibração foi eliminada, sendo que pode haver uma calibração

externa, se necessário.

Bloco 2

Basicamente, o bloco 2 é um demodulador quadrático, com função de elevar a entrada

normalizada ao quadrado e simular o comportamento de uma lâmpada incandescente – notar

que a potência de tais lâmpadas está diretamente relacionada com o quadrado da tensão.

Bloco 3

O bloco 3 é composto por dois filtros em série e um seletor de faixa. O primeiro filtro, na

verdade, é composto por dois filtros: um passa-altas e outro passa-baixas, que removem o

nível CC e o ripple de frequência alta (componente formado pelo dobro da frequência

fundamental) gerados na saída do demodulador do bloco 2. O segundo filtro, um passa-faixa,

é uma espécie de filtro “sino” (será chamado assim daqui em diante). É um filtro ponderador

que simula a resposta em frequência à flutuação de tensão sobre o filamento de uma lâmpada

incandescente combinada com o sistema visual humano. A resposta da função é baseada no

limite da percepção encontrada para cada frequência em 50% das pessoas testadas. O primeiro

filtro é estabelecido pela combinação de um filtro passa-altas Butterworth de ordem 1 com

frequência de corte em 0,05Hz e um filtro passa-baixas Butterworth de ordem 6 com

frequência de corte em 42Hz (para sistemas em 120V / 60Hz). O segundo, um filtro passa-

faixa “sino”, é dado pela função de transferência (32):

()

kws w

ssw

⋅⋅

=⋅

+⋅⋅+

⎛⎞

⎜⎟

⎝⎠

(32)

sendo: “s” a variável complexa de Laplace.

As constantes da função de transferência são especificadas segundo a

Tabela 4.5.

Tabela 4.5 – Valores das constantes da função de transferência [30].

Constante Valor

k 1,6357

λ 2π·4,167375

2π·9,077169

2π·2,939902

2π·1,394468

2π·17,31512

O seletor de faixa determina a sensibilidade do medidor e varia o ganho conforme a

amplitude da cintilação a ser medida. As faixas usadas são relativas à variação de tensão

∆V/V para uma modulação baseada em uma onda senoidal de 8,8Hz – à qual a percepção

humana é mais sensível – e são: 0,5%, 1%, 2%, 5%, 10% e 20%. O caso de 20% é opcional

por se tratar de flutuação severa e, em conjunto com a não-linearidade do demodulador, pode

introduzir erros significativos. O projeto trabalha com até 10% de modulação.

Bloco 4

O bloco 4 é composto por um multiplicador quadrático, elevando ao quadrado o sinal de

flutuação filtrado para simular a não-linearidade da percepção olho-cérebro, e um filtro passa-

baixas de ordem 1 (com constante de tempo igual a 300ms) que trabalha fazendo uma média

deslizante dos valores para simular os efeitos de “armazenamento” (percepção) no cérebro. A

saída do bloco 4 é o valor instantâneo da cintilação, chamado Sf. Uma análise matemática de

como o sinal de cintilação é processado pelos blocos iniciais do modelo pode ser visto no

Apêndice A – Análise matemática do espectro do sinal de flutuação.

Bloco 5

Enquanto o conjunto formado pelos blocos 2, 3 e 4 simulam o modelo lâmpada-olho-

cérebro de percepção humana da cintilação, o bloco 5 realiza a análise estatística dos níveis de

cintilação e permite a obtenção de parâmetros de avaliação do fenômeno. Isso é feito

dividindo-se a amplitude do sinal em faixas, com cada faixa representando uma classe. Cada

vez que um determinado valor de amplitude ocorre, ele tem sua classe correspondente

incrementada em 1. Assim se obtém a função de distribuição de frequência dos valores de

entrada, que representa o número de ocorrências do nível de cintilação em cada classe.

Somando-se os contadores de todas as classes e se expressando a contagem de cada classe em

relação ao total, tem-se a função de densidade probabilística dos níveis de cintilação. Dela se

obtém a função de probabilidade cumulativa. Esta permite levantar valores médios, desvios

padrões, níveis de cintilação sendo excedidos por dado percentual de tempo ou,

alternativamente, percentual de tempo no qual um determinado nível de cintilação foi

excedido. Com isso se obtém os valores de Pst.

O bloco 5 deve ter uma resolução mínima de 6 bits, tendo no mínimo 64 classes. Sua taxa

de amostragem mínima é de 50 amostras/segundo. O projeto trabalha com a taxa de 60

amostras/segundo e tem 128 classes e classificação linear. Como tratado, o tempo de

observação pode ser de 1, 5, 10 e 15 minutos, sendo que o período total de medição deve

abranger 7 dias, ou 1.008 intervalos de 10 minutos. A

Tabela 4.6 relaciona o seletor de faixa e

seu nível correspondente ao valor mais alto das classes da função de probabilidade cumulativa

(relacionado à percepção). Com ela pode-se escolher a faixa adequada de trabalho do

medidor.

Tabela 4.6 – Relação entre seletor de faixa e níveis de sensibilidade [30].

Níveis de sensibilidade em unidades

do limiar de percepção (pu)

0,5 4

1 16

2 64

5 400

10 1.600

Para se entender melhor a questão das classes e níveis de cintilação, tome-se a

Fig. 4.15.

Nela, observa-se a amostragem da amplitude do sinal de cintilação na saída do bloco 4, ou

seja, o nível instantâneo de cintilação Sf – foram definidas 10 classes para simplificar o

exemplo.

Durante o tempo de medição várias amostras são associadas à faixa da classe 7, sendo

representadas pelos intervalos de tempo t

, t

e t

, que são contabilizados em um número

de amostras ou melhor, ocorrências, durante seus respectivos períodos. Tem-se, então, que o

total de ocorrências na classe 7 é dada pela soma do número de amostras ocorridas nos

intervalos de tempo citados. Faz-se o mesmo para cada classe e se tem a função de

distribuição de frequência.

Fig. 4.15 – Nível de amplitude do sinal de cintilação no tempo.

Com a soma dos contadores de cada classe e do total de ocorrências (amostras), tem-se a

função de densidade probabilística. Aplicando-se a função de probabilidade cumulativa,

produz-se a

Fig. 4.16, na qual a acumulação das ocorrências forma a curva da função para as

10 classes. Essa curva pode ser analisada de forma similar à da

Fig. 4.13. Dela se extrai os

percentis, calculando-se, em seguida, o Pst de cada intervalo.

Fig. 4.16 – Gráfico da Função de probabilidade cumulativa x Classes [30].

4.2.6 Medição da cintilação

O desenvolvimento do algoritmo de medição de cintilação do medidor foi iniciado no

ambiente Simulink do MATLAB e seguiu a concepção analógica do sistema da IEC. Nesse

ambiente robusto trabalhou-se com altas taxas de amostragem e grande precisão numérica. A

partir das especificações da IEC, foram gerados sinais para teste do medidor, que deveria

produzir os resultados determinados pela norma. Evidentemente, o ambiente usado ofereceu

uma elevada capacidade de processamento, bem longe das capacidades do hardware de um

microcontrolador.

A partir do modelo foram feitas adaptações para reduzir a carga de processamento do

algoritmo, tal como a redução da taxa de amostragem. Nesse ponto foi iniciada a migração do

sistema para o ambiente do microcontrolador, com a programação dos seus blocos, filtros e

processamentos. Vários artigos da área foram analisados

[31][32][33][34][35][36][37] para

verificar a viabilidade do desenvolvimento do medidor em um microcontrolador. A partir dos

artigos analisados e dos testes realizados, observou-se que taxas de amostragem baixas (de

ordem inferior a 500Hz) implicariam em erros significativos e inviabilizariam o medidor.

Taxas da ordem de 1kHz apresentaram resultados práticos satisfatórios. O segundo ponto

trabalhado foi a precisão numérica. O MATLAB trabalha com número do tipo ponto-flutuante

de 64 bits, contra um microcontrolador baseado em ponto-fixo de 16 bits. Foram realizadas

diversas otimizações de código para que se aumentasse a precisão numérica e não se criasse

uma sobrecarga de processamento. Depois de muitos testes e adaptações, chegou-se a

resultados adequados e que passavam nos critérios impostos pela IEC.

4.2.7 Variação de Tensão de Curta Duração

Uma Variação de Tensão de Curta Duração (VTCD) é o desvio significativo no valor

eficaz da tensão em um curto intervalo de tempo, composta tanto por afundamentos do valor

quanto pela sua elevação. As consequências dessas variações são transtornos e prejuízos

econômicos aos consumidores e o crescente número de reclamações que as concessionárias

vêm recebendo. Estima-se que 87% das falhas no suprimento de energia a consumidores

industriais estejam associados às ocorrências de VTCDs

[10]. O PRODIST estabelece uma

classificação para as VTCDs conforme a

Tabela 4.7.

Tabela 4.7 – Classificação das VTCDs [7].

Os eventos de VTCDs devem ser observados entre a fase e o neutro da rede, sendo

caracterizados pelos parâmetros de amplitude e duração – são analisados ciclo a ciclo, com

taxa de amostragem de 64 amostras/ciclo (subamostragem da taxa principal). Eventos fase-

neutro simultâneos compõem um único evento (agregação de fases). Evidentemente, nos

casos de ocorrência de afundamento e elevação é feita a distinção entre ambos, sendo que tais

eventos são considerados e armazenados separadamente. Na ocorrência de VTCD, o medidor

trabalha com a agregação de fases baseadas na agregação por parâmetros críticos. Armazena

quatro tipos de informação:

•

tipo de evento: afundamento ou elevação;

•

fases afetadas;

•

duração do evento: período equivalente à constatação do início da VTCD até seu

término, quando a ultima fase volta ao normal;

•

amplitude: será considerada a do pior caso, i.e., armazenar-se-á o pior valor absoluto

de amplitude ocorrido entre as fases e o neutro.

Não são atribuídos padrões de desempenho a estes fenômenos. As distribuidoras devem

acompanhar e disponibilizar, em bases anuais, o desempenho das barras de distribuição

monitoradas. Tais informações poderão servir como referência de desempenho das barras de

unidades consumidoras atendidas pelo sistema de distribuição de alta e média tensão com

cargas sensíveis a VTCDs.

Apesar da norma não estabelecer valores de referência, é importante destacar que o

medidor faz uso de uma metodologia para avaliação desses fenômenos. Na verdade, essa

avaliação é feita pelo Servidor, visto que os dados obtidos são apresentados graficamente para

o usuário. Esta metodologia é baseada em uma curva que descreve o comportamento elétrico

de computadores às VTCDs. Computadores são aparelhos sensíveis a afundamentos e

elevações de tensão, logo, foram estabelecidas curvas nas quais os eventos são classificados

como aceitáveis ou não, em função de suas amplitudes e durações. Essas curvas podem ser

utilizadas para a análise de outros equipamentos também sensíveis.

Na década de 70 a Computer Business Equipment Manufacturers Association (CBEMA)

desenvolveu uma curva

[38], ilustrada na Fig. 4.17, utilizando dados históricos das operações

de computadores mainframe. O eixo das abscissas determina a duração do VTCD e o eixo das

ordenadas o percentual de variação da tensão. A parte “interior” da curva determina a região

de ocorrência aceitável de VTCDs que, na maioria dos casos, não afetaria o desempenho do

aparelho. A região superior indica uma sobretensão e pode danificar o aparelho; a região

inferior indica uma subtensão e pode danificar ou reiniciar os computadores.

Na década de 90 o Information Technology Industry Council (ITIC) desenvolveu sua

curva através de um trabalho do grupo da CBEMA

[38] e está ilustrada na Fig. 4.18.

Atualmente, por ser mais simples, a curva do ITIC substituiu a curva da CBEMA em

situações genéricas, como sistemas monofásicos de tensões de 120V / 60Hz. Na apresentação

dos dados, o programa de Interface do Usuário trabalha com a curva ITIC, nela exibindo os

dados obtidos pelo medidor.

Fig. 4.17 – Curva para VTCD da CBEMA [38].

Fig. 4.18 – Curva para VTCD da ITIC [38].

4.3 Sistema Servidor

O objetivo deste projeto de mestrado foi o desenvolvimento de um medidor de QEE, mas,

por várias razões, ele não se ateve apenas a isso e se estendeu um pouco mais, sendo um

segundo sistema desenvolvido paralelamente ao projeto do medidor, através da ajuda de outro

componente do projeto de Pesquisa & Desenvolvimento. Este sistema vem a ser o Sistema

Servidor, que é um conjunto de programas e scripts de computador para receber os dados dos

medidores, processá-los, armazená-los e apresentá-los ao usuário. O Sistema Servidor é

divido em duas partes: o Servidor de Dados e a Interface do Usuário. Ele é instalado na rede

interna de uma concessionária de energia elétrica.

O Servidor de Dados é subdivido em Servidor e o Banco de Dados. O Servidor em si é um

programa que atua como um serviço do sistema. Ele é instalado em um computador (também

chamado de Servidor) e é responsável pela comunicação com os medidores. Após a conexão

do medidor, ele passa a realizar o controle do mesmo, enviando-lhe comandos e recebendo

respostas ou dados das medições. Uma de suas funções é a de processar os dados recebidos

das medições para adequá-los ao banco de dados, além de realizar alguns pós-processamentos

não realizados no medidor. Esses processamentos só podem ser feitos após o final da

medição, dessa forma, foram deixados a encargo do Servidor, de forma que reduzem as

tarefas do medidor. Outra de suas funções é inserir os dados no banco de dados para manter

uma base de informação das medições de cada medidor. Ele realiza também o papel de

interface de comunicação entre os medidores e a Interface do Usuário, na qual o usuário pode

configurar o medidor ou iniciar e cancelar medições. A segunda subdivisão do servidor é o

Banco de Dados. Sua função é receber os dados e mantê-los armazenados para consultas. O

Banco de Dados apresenta um conjunto de scripts que são usados para diversos

processamentos. Eles realizam desde o pós-processamento de dados recebidos do Servidor

(como parte complementar do trabalho do próprio Servidor) à pesquisa e apresentação de

dados à Interface do Usuário. Optou-se pelo uso do Oracle como banco de dados do sistema

devido sua robustez, flexibilidade e grande conjunto de ferramentas para processamento.

A Interface do Usuário é um programa de computador comum que acessa o banco de

dados e apresenta ao usuário as informações das medições. Como citado, ele se comunica

com o Servidor e comanda, por exemplo, a alteração de configuração dos medidores e o início

ou cancelamento das medições. A

Fig. 4.19 apresenta uma visão geral do sistema, com as

interconexões das partes. Através da rede GPRS/Internet os medidores se comunicam com o

Servidor. As Interfaces de Usuário por sua vez podem se comunicar com os medidores, mas

indiretamente, via Servidor.

Fig. 4.19 – Diagrama de blocos de todos os componentes do sistema e suas conexões.

A Interface do Usuário pode ser instalada livremente em qualquer computador da rede

interna e acessar a base de dados. Para entender melhor esta parte do sistema, foram

capturadas as principais telas da Interface do Usuário para a exemplificação. Elas podem ser

vistas no

Apêndice D – Telas da Interface do Usuário.

Servidor

Medidor n

Rede GPRS-

GSM

Medidor 1

TCP-IP

Internet

Interface n

Interface 1

4.4 Resumo das descrições técnicas

Nas seções anteriores foram descritas as especificações e a forma de funcionamento do

medidor. Esta seção realiza um apanhado de dados do medidor e resume seus aspectos

técnicos, de forma a concentrá-los dando maior clareza a esses aspectos. Para observação e

análise específica do diagrama do circuito elétrico do medidor, o

Apêndice E – Diagramas dos

Circuitos do Medidor pode ser observado.

4.4.1 Instalação

O medidor deve ser instalado em um PAC com topologia do tipo estrela aterrada. Deve-se

ligar ao medidor as fases e o neutro (terra). O medidor não realiza medições de tensão de

linha (fase-fase): as medições são feitas entre a fase e o neutro. Como o sistema é flexível, o

medidor também pode ser instalado em pontos com apenas uma ou duas fases (desde que

exista o neutro), bastando configurá-lo.

Sua tensão nominal de trabalho é 127V eficazes, sendo que pode medir tensões que vão

até 25% desse valor; e a frequência nominal é 60Hz. Ele permite realizar medições indiretas

em redes com valor de tensão diferente do nominal ou mesmo em redes de média tensão,

desde que instalação estrela aterrada e as ligações fase-neutro sejam feitas. Para realizar tais

medições é necessário o uso de transformadores. Nesses casos deve-se configurar a relação de

transformação do medidor de forma adequada, além dos valores de tensões das faixas de

conformidade. O medidor trabalhará na sua tensão nominal, mas os dados medidos serão pós-

processados no Servidor e convertidos para a tensão de interesse.

4.4.2 Hardware

O medidor apresenta as seguintes características de hardware:

•

Uma bateria de NiMH de 9,6V / 1,3Ah para alimentação do sistema nos casos de

interrupção ou afundamentos severos trifásicos;

•

Um pequeno transformador para recarga da bateria através de um conversor buck;

•

Conjunto de três transformadores de baixa corrente ligados monofasicamente às fases

da rede e com retificação de onda completa com center tap no secundário. Permitem

segurança na alimentação através da redundância, sendo que a falha de uma ou duas

fases mantém a alimentação normal do circuito, sem necessidade do uso da bateria;

•

Proteção composta de fusíveis e varistores na conexão das fases com as placas;

•

Circuito de adequação de tensão sem isolamento, com as tensões sendo reduzidas

diretamente através de divisores resistivos (e amplificadores operacionais). Os sinais

de tensão da rede são reduzidos a níveis adequados de tensão (inferior a 5V) e

convertidos de CA para CC com introdução de um offset. Esses sinais variam de

forma senoidal conforme os originais, mas entre 0 a 4V e em torno de um valor médio

de tensão (offset). São filtrados em seguida;

•

Circuito de filtragem é do tipo Butterworth de 8ª ordem, baseado na topologia Sallen-

Key. Tem frequência de amostragem de 7,68kHz e de corte igual a 1,8kHz, com banda

de rejeição (iniciada aproximadamente na metade da frequência de amostragem) com

atenuação superior a 52dB;

•

Conversores A/D de 12 bits para a digitalização dos sinais filtrados. Utilizam um

circuito de referência de tensão de 4,096V, que também é usado também para a

inserção do offset na etapa de adequação;

•

Microcontrolador para processamento digital dos sinais;

•

Microcontrolador para controle do medidor e comunicação com o Servidor;

•

Módulo celular e seus acessórios para comunicação de dados;

•

Cartão de memória não-volátil para armazenamento de dados;

•

Uso de LCD e comunicação serial externa

4.4.3 Medição

Nesta subseção é apresentado o resumo das metodologias de medição dos indicadores. O

armazenamento é realizado de forma cíclica, sendo que os dados são enviados ao servidor,

não havendo problema em sobrescrever dados antigos. Deve-se notar, novamente, que há uma

taxa principal de amostragem de 7.680 amostras/ciclo, no qual são obtidos os valores

instantâneos de tensão. Os valores adquiridos a essa taxa são usados apenas no processamento

Esta parte do circuito não pertence à proposta original e é opcional. Tem como objetivo o suporte a testes em

laboratório. A parte da comunicação serial teve o hardware implementado, mas o firmware não.

do indicador de harmônicos, que requer mais pontos para maior precisão. Para os outros

indicadores é realizada uma subamostragem sobre a taxa principal, que permite reduzir a

carga de processamento e, ainda assim, alcançar a precisão necessária. As descrições são as

seguintes:

•

Tensão em Regime Permanente: intervalos de 10 minutos composto do valor eficaz

de 3.000 janelas (também podem ser processados intervalos de 1, 5 e 15 minutos).

Janelas de 12 ciclos de rede (0,2s), amostradas a uma taxa de 64 amostras/ciclo. O

intervalo é classificado como adequado, precário ou crítico;

•

Harmônicos: intervalo idêntico ao indicador anterior, mas composto de 4.500 janelas

formadas de 8 ciclos de rede (~133ms) ou 1.024 amostras, a uma taxa de amostragem

de 128 amostras/ciclo. As janelas são processadas com filtro retangular e FFT,

produzindo DITs e DTTs para cada janela e fase. São armazenados os de maiores

valores de DITs e DTT de cada fase;

•

Desequilíbrio: calculado de forma similar à tensão em regime permanente, mas com a

diferença de que para o processamento do FD é usado o valor de tensão de linha.

Como resultados são armazenados o maior FD do período e o FD médio;

•

Flutuação de Tensão: o processamento nos blocos iniciais do modelo (1, 2, 3 e 4) é

feito a uma taxa de 16 amostras/ciclo (960Hz). A saída do bloco 4 produz o valor

instantâneo de cintilação, Sf, e é a entrada do bloco 5. A amostragem deste bloco é de

1 amostra/ciclo (60 amostras/s ou 60Hz). O seletor de faixa apresenta 4 opções: 0,5%,

1%, 2%, 5% e 10%. A classificação é feita em 128 classes de forma linear. Os valores

de Pst podem ser calculados para intervalos de 1, 5, 10 e 15 minutos. O valor de Plt é

calculado a cada 2 horas;

•

Variação de tensão de curta duração: com taxa de 64 amostras/ciclo, a análise da

ocorrência de VTCD é feita ciclo a ciclo. É feita a agregação por parâmetros críticos

para o armazenamento dos resultados. Ela considera a pior amplitude absoluta

ocorrida entre as fases, o tempo entre o início do VTCD até o momento em que a

última fase volta à normalidade, as fases afetadas, sendo a mais afetada (em termos de

amplitude) destacada. Afundamentos e elevações são tratados de forma distinta e são

armazenados separadamente, mesmo que ocorram paralelamente. Os valores de tensão

e tempo são programáveis;

•

Interrupção: é determinada nas situações onde a tensão absoluta tem valor menor que

0,1pu durante, pelo menos, 3 minutos. As ocorrências são armazenadas em registros.

Os valores de tensão e tempo são programáveis;

•

Parâmetro pós-processamento: são calculados no Servidor e abrangem os

indicadores de conformidade (DRP e DRC), PstD95%, PltS95% e curva ITIC.

4.5 Conclusão

Neste capítulo foi apresentada uma visão geral do sistema e de seu funcionamento. O

diagrama de blocos do medidor foi tratado e suas informações básicas de funcionamento e

operação foram descritas. Foram apresentados fenômenos comuns da área de QEE e a

metodologia de cálculo dos indicadores foi discutida, conforme os critérios da norma. Devida

à concepção de baixo custo, alguns indicadores foram deixados de lado. Isso não constitui um

problema, pois a própria norma dá mais ênfase aos indicadores que foram considerados pelo

medidor, pois eles, em alguns casos, não têm valores de referência para regulamentação e o

PRODIST busca levantar tais dados através das futuras medições fornecidas por este medidor

e seus similares. Foram considerados também alguns aspectos da norma, nos quais ela se

omite de esclarecer (e mesmo estabelecer) critérios de como realizar as medições, como é o

caso dos harmônicos.

5 – Medições e Resultados

Durante o desenvolvimento do projeto, foram realizados vários tipos de medições e

aferições. No início, para a verificação dos algoritmos de cálculo, foram gerados sinais

digitais, isto é, vetores numéricos. O MATLAB foi usado para criação de sinais senoidais

trifásicos de forma a inserir seus valores no ambiente de desenvolvimento do

microcontrolador e testar os algoritmos e seus processamentos. Foram analisados os

algoritmos de cálculo do valor eficaz de tensão, DIT, DTT e fator de desequilíbrio, sendo os

resultados comparados com o que seria adequado no MATLAB – toda essa bateria de testes

foi iniciada em ambiente de programação, sem que o hardware do medidor tivesse sido

desenvolvido.

O mesmo foi feito para a medição da cintilação. Essa parte, entretanto, por ser mais

complexa (grande carga e complexidade de processamento), demandaria uma maior atenção

para a realização dos estudos, simulações, testes e validação e foi postergada para não atrasar

a implementação do hardware.

Após o início do desenvolvimento dos algoritmos, o hardware do sistema foi sendo

projetado paralelamente, já considerando as necessidades do futuro medidor e seus

algoritmos. Os circuitos iniciais foram desenvolvidos e implementados e, com o primeiro

protótipo, pôde-se trabalhar com sinais reais. As primeiras aferições foram feitas através de

multímetros e osciloscópios.

Com os algoritmos “amadurecidos” e com a versão final do hardware definida, medidores

de terceiros foram utilizados para aferir os resultados e o desempenho do medidor projetado.

Seus resultados foram comparados com os medidores “Portable Power Sentinel 933A”

[39] e

o “Power Sentinel GPS-Synchronized 1133A”

[40], ambos da Arbiter System. Tais medidores

são do tipo Classe A (alta precisão) e homologados pela ANEEL. Os resultados são

apresentados neste capítulo.

5.1 Resultados e Análise do Circuito de Filtragem

Com a montagem do circuito do medidor, foram realizados testes no circuito de filtragem,

para verificar a sua eficácia e influência no processamento do sinal de tensão das fases. A

curva teórica de ganho versus frequência do filtro está ilustrada na

Fig. 5.1. Ela é plana e tem

o ganho aproximadamente unitário na banda de passagem, com atenuação superior a 52dB

após 3,84kHz, que é metade da frequência de amostragem e onde já se pode considerar como

parte da banda de rejeição.

Fig. 5.1 – Curva de ganho do circuito de filtragem.

Com o gerador de função “2MHz Sweep Function Generator”, modelo 72-5010, da

Tenma, foram geradas ondas senoidais em diversas frequências (todas com mesma amplitude

e valor eficaz) e injetadas na etapa de filtragem do circuito – o circuito de adequação e de

conversão A/D foram isolados – para testar a resposta do filtro. Com o uso do osciloscópio

“TDS 1002 – 60MHz – Dois canais”

, da Tektronix, foram medidas as tensões de entrada e

saída do filtro, assim como a atenuação. A

Tabela 5.1 detalha algumas dessas medições.

Pode-se observar que na banda de passagem não há atenuação nos componentes. No 25º

harmônico (1,5kHz), que é o último componente que o medidor processa, há uma atenuação

relativamente pequena. A frequência de corte (1,8kHz) é atenuada em 2,59dB. A partir daí os

Este osciloscópio trabalha com a relação 0dB = 1V eficaz.

componentes são fortemente atenuados, como se vê no 38º harmônico (2,28kHz), com

atenuação de 15,8dB.

Tabela 5.1 – Resultado da filtragem: entrada x saída e atenuação do filtro.

Componente Frequência

Entrada

(Vrms)

Saída

(Vrms)

Atenuação da

saída (dB)

Fundamental 60Hz 1,024 1,024 0,00

3ª harmônica 180Hz 1,024 1,024 0,00

7ª harmônica 420Hz 1,024 1,024 0,00

14ª harmônica 840Hz 1,024 1,024 0,00

21ª harmônica 1260Hz 1,024 1,024 0,00

25ª harmônica 1500Hz 1,024 0,978 0,19

30ª harmônica (f

) 1800Hz 1,024 0,742 2,59

38ª harmônica 2280Hz 1,024 0,162 15,8

Algumas dessas ondas foram capturadas no osciloscópio e exibem o efeito da atenuação,

mostrando parte do espectro do sinal gerado na entrada e parte de seu espectro na saída. A

Fig. 5.2 apresenta na sua parte “A” os sinais de entrada e saída filtrada de uma senóide de

840Hz (14º componente), que são idênticos em magnitude, mas pode-se notar o defasamento

imposto pelo filtro (visível na

Fig. 4.6). As partes “B” e “C” representam parte do espectro do

sinal na entrada e na saída filtrada, respectivamente. Nota-se que não há atenuação perceptível

– como o esperado.

Fig. 5.2 – Resultado da filtragem do sinal de 840Hz (14º harmônico).

Já em um sinal com frequência superior, uma senóide de 2,28kHz, tem-se que a parte “A”

Fig. 5.3 mostra uma grande atenuação da amplitude da saída filtrada. As partes “B” e “C”

mostram parte do espectro original do sinal na entrada e seu espectro fortemente atenuado,

respectivamente, após a filtragem (atenuação aproximada de 15,8dB) – visto que o sinal

corresponde ao 38º harmônico, superior à frequência de corte.

Fig. 5.3 – Resultado da filtragem do sinal de 2280Hz (38º harmônico).

Fig. 5.4 ilustra um teste feito com o sistema completo, isto é, com o circuito de

adequação e o circuito de filtragem. Uma das fases da rede foi amostrada e a parte “A” e “B”

apresentam parte do espectro do sinal na entrada do circuito de filtragem e na sua saída,

respectivamente. O sinal da fase tem componente fundamental de 60Hz e apresenta diversos

outros componentes harmônicos (e inter-harmônicos). A parte do espectro representada está

centrada próxima à frequência de 3,2kHz (região de rejeição). Pode-se notar na parte “A”

(entrada) uma densidade espectral e na parte “B” (saída filtrada) uma forte atenuação do sinal,

como é requerido para eliminar as altas frequências e evitar o aliasing

Fig. 5.4 – Resultado da filtragem do sinal de uma fase da rede.

5.2 Resultados da medição da Tensão Eficaz e dos Harmônicos

Foram realizados testes para se avaliar os resultados do processamento dos componentes

harmônicos pelo medidor, sendo que em paralelo foram analisados também os resultados

referentes ao processamento da tensão eficaz em regime permanente. Os testes foram

As informações do menu na parte B não foram exibidas, mas as linhas de referências horizontais mantêm-se

nos mesmos locais e indicam atenuação maior que 52dB na parte do espectro do sinal na parte “B” da figura.

realizados com um gerador de função, o “Chroma – Programmable AC Source – Model

6512”, da Chroma ATE Inc. As imagens das ondas capturadas foram feitas com o

osciloscópio “TDS 3012 – 100MHz – dois canais coloridos”, da Tektronix.

O gerador Chroma 6512 é um gerador de função de potência, que fornece tensão eficaz

monofásica de até 300V e correntes de até 10A; sua resolução é de 0,1V e a precisão de 0,2%

do fundo de escala (aproximadamente 0,6V)

[41]. Ele fornece um conjunto de sinais de tensão

distorcidos, com os componentes harmônicos fixados e pré-definidos, permitindo que se

configure o valor de tensão eficaz. Gera ainda onda senoidal, quadrada, dente de serra e até

programáveis pelo usuário, todas com opção de ajuste de tensão e frequência. Para os testes

foram utilizadas diversas ondas distorcidas, com diferentes composições espectrais. Como

resultados foram observados os valores de tensão eficaz e dos harmônicos.

Para realizar a aferição do medidor, foi utilizado o medidor 933A, da Arbiter. Como

informado, o critério de registro de distorção harmônica do medidor para um intervalo são os

maiores valores percentuais encontrados durante a medição, com os máximos harmônicos

resultantes podendo ser observados em diferentes janelas do intervalo. Já o medidor 933A

registra o valor eficaz de tensão de cada harmônico durante o intervalo. Devido às diferentes

metodologias, uma comparação dos resultados produz diferenças consideráveis. Portanto,

para fins de comparação do desempenho do medidor foi feita a comparação entre os valores

instantâneos dos medidores. Isso foi possível porque, primeiro, ambos apresentam na medição

a composição harmônica em percentual do espectro de forma instantânea, nos seus

respectivos LCDs e, segundo, a fonte geradora apresenta um sinal estável, não apresentando

variações significativas. Foram configurados para o teste ondas com o valor de tensão eficaz

de 127V e frequência de 60Hz. Para a apresentação dos resultados foram utilizadas as ondas

pré-definidas DST01, DST10, DST11, DST16 e DST21, detalhadas no apêndice do manual

da fonte

[41].

Fig. 5.5 apresenta a primeira forma de onda, a DST01, com suas distorções. Antes da

apresentação dos resultados algumas observações devem ser feitas. Apesar de a fonte

geradora apresentar uma composição espectral pré-definida para cada tipo de onda, na prática

isso não ocorre.

Fig. 5.5 – Forma de onda do sinal DST01.

Devido à precisão, na geração dos sinais foi observada a existência de uma pequena

energia espectral nos harmônicos pares. De fato, todos os harmônicos pares, do 2º ao 50º,

tiveram resquícios de tensão observados pelo medidor 933A – deve-se destacar novamente

que o medidor é de Classe A e de alta precisão. Pequenos desvios nos valores “tabelados” do

espectro também foram observados. Como o medidor desenvolvido registra até o 25º

harmônico, a comparação entre os medidores foi feita até este harmônico. Entretanto, o valor

DTT (%) do medidor 933A é calculado sobre a composição total observada (do 2º ao 50º

harmônico), enquanto o DTT (%) do medidor é sobre os 24 componentes observados (do 2º

ao 25º).

Tabela 5.2 apresenta os dados relativos aos harmônicos que compõem a onda DST01. A

primeira linha da tabela identifica as colunas de resultados do medidor e de seu aferidor, o

933A; a segunda linha (V

RMS

) apresenta os valores de tensão eficaz observados – como em

todas as tabelas, os resultados são bem próximos e a diferença (erro) relativa é inferior a 1%,

o que é requerido pela norma; a terceira linha (DTT %) apresenta a distorção harmônica total

de tensão; as linhas abaixo (Componentes Harmônicos %) indicam os componentes

harmônicos medidos – h2 = 2º harmônico, h3 = 3º harmônico e assim por diante; a última

coluna da tabela (Tabela %) apresenta a composição “teórica” do espectro do sinal produzido.

As tabelas posteriores seguem o mesmo padrão da tabela citada neste parágrafo.

Tabela 5.2 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST01.

Medidor 933A

RMS

126,95 126,9001

DTT (%)

18,98 18,94

Componentes Harmônicos (%) Tabela (%)

2,08 2,07 2,07

0,03 0,01 -

0,04 0,04 -

9,84 9,83 9,80

0,03 0,03 -

15,94 15,91 15,80

2,20 2,18 2,16

0,06 0,04 -

h10

0,16 0,15 -

h11

0,03 0,02 -

h12

0,12 0,11 -

h13

0,00 0,01 -

h14

0,10 0,09 -

h15

0,00 0,01 -

h16

0,07 0,07 -

h17

0,01 0,01 -

h18

0,07 0,07 -

h19

0,00 0,01 -

h20

0,07 0,06 -

h21

0,00 0,01 -

h22

0,06 0,05 -

h23

0,00 0,00 -

h24

0,04 0,05 -

h25

0,00 0,00 -

Fig. 5.6 ilustra a forma da onda DST10 e a Tabela 5.3 os seus resultados.

Fig. 5.6 – Forma de onda do sinal DST10.

Tabela 5.3 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST10.

Medidor 933A

RMS

126,86 126,9516

DTT (%)

13,35 13,38

Componentes Harmônicos (%) Tabela (%)

0,21 0,20 -

9,80 9,82 9,80

0,10 0,11 -

3,21 3,21 3,20

0,03 0,02 -

5,44 5,42 5,40

0,09 0,09 -

1,22 1,21 1,20

h10

0,00 0,00 -

h11

2,84 2,83 2,80

h12

0,04 0,04 -

h13

1,43 1,42 1,40

h14

0,04 0,04 -

h15

4,09 4,07 4,00

h16

0,10 0,09 -

h17

2,26 2,26 2,20

h18

0,10 0,10 -

h19

1,45 1,45 1,40

h20

0,09 0,07 -

h21

1,45 1,45 1,40

h22

0,08 0,07 -

h23

1,65 1,67 1,60

h24

0,12 0,12 -

h25

1,42 1,47 1,40

A Fig. 5.7 exibe a forma de onda DST11, cujos dados estão na Tabela 5.4. A Fig. 5.8

ilustra a forma de onda DST16, com dados registrados na

Tabela 5.5.

Fig. 5.7 – Forma de onda do sinal DST11.

Tabela 5.4 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST11.

Medidor 933A

RMS

126,81 126,9140

DTT (%)

17,78 17,78

Componentes Harmônicos (%) Tabela (%)

0,18 0,19 -

17,77 17,79 17,75

0,24 0,23 -

0,00 0,01 -

0,13 0,12 -

0,01 0,01 -

0,09 0,08 -

0,00 0,00 -

h10

0,07 0,06 -

h11

0,00 0,00 -

h12

0,07 0,05 -

h13

0,00 0,00 -

h14

0,05 0,05 -

h15

0,00 0,00 -

h16

0,04 0,04 -

h17

0,00 0,00 -

h18

0,04 0,04 -

h19

0,00 0,00 -

h20

0,04 0,03 -

h21

0,00 0,00 -

h22

0,04 0,03 -

h23

0,00 0,00 -

h24

0,04 0,03 -

h25

0,00 0,00 -

Fig. 5.8 – Forma de onda do sinal DST16.

Tabela 5.5 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST16.

Medidor 933A

RMS

126,81 126,9063

DTT (%)

4,70 4,68

Componentes Harmônicos (%) Tabela (%)

0,26 0,26 -

0,03 0,02 -

0,07 0,07 -

2,46 2,45 2,45

0,04 0,04 -

3,99 3,97 3,95

0,13 0,12 -

0,00 0,00 -

h10

0,07 0,07 -

h11

0,00 0,00 -

h12

0,06 0,05 -

h13

0,00 0,00 -

h14

0,04 0,04 -

h15

0,00 0,00 -

h16

0,04 0,04 -

h17

0,00 0,00 -

h18

0,04 0,03 -

h19

0,00 0,00 -

h20

0.04 0,03 -

h21

0,00 0,00 -

h22

0,04 0,03 -

h23

0,00 0,00 -

h24

0,03 0,03 -

h25

0,00 0,00 -

A Fig. 5.9 exibe a forma de onda DST21, cujos dados estão na Tabela 5.6.

Fig. 5.9 – Forma de onda do sinal DST21.

Tabela 5.6 – Comparação de resultados entre os medidores para a forma de onda DST21.

Medidor 933A

RMS

126,70 126,8885

DTT (%)

3,67 3,78

Componentes Harmônicos (%) Tabela (%)

0,26 0,26 -

2,01 1,98 2,00

0,10 0,11 -

1,81 1,81 1,80

0,05 0,06 -

1,56 1,55 1,60

0,06 0,05 -

1,25 1,25 1,23

h10

0,04 0,03 -

h11

0,91 0,90 0,90

h12

0,03 0,04 -

h13

0,56 0,56 -

h14

0,03 0,02 -

h15

0,25 0,24 -

h16

0,04 0,03 -

h17

0,06 0,05 -

h18

0,03 0,02 -

h19

0,28 0,28 -

h20

0,03 0,02 -

h21

0,45 0,44 -

h22

0,03 0,02 -

h23

0,53 0,52 -

h24

0,03 0,02 -

h25

0,52 0,53 -

Nota-se nas Tabela 5.2 à Tabela 5.6 que os medidores detectaram valores residuais em

componentes não especificados na geração do sinal (harmônicas pares). Isso se deve à fonte

geradora, que apresenta uma limitação na produção dos sinais. Esta situação foi interessante

como constatação de que o medidor realmente apresenta um bom desempenho, pois seus

resultados foram bem próximos do aferidor.

5.3 Resultados da medição de Cintilação

O processo de aferição dos resultados de medição da cintilação foi um pouco mais

complicado. Não havia nenhuma fonte geradora de função com capacidade para produzir

sinais com flutuação. Então, para realização de testes, foi elaborado um circuito para a

simulação das flutuações de tensão, bem limitado e impreciso, mas simples e que permitiu

testes razoáveis. O diagrama do circuito de simulação de flutuação está ilustrado na

Fig. 5.10.

Ele é composto de uma fonte CA, uma lâmpada incandescente como carga, um resistor

variável, componentes semicondutores e um gerador de função.

Fig. 5.10 – Circuito para simulação de flutuação de tensão.

Como fonte CA foi utilizada a fonte Chroma, que permitiu ajustar e aplicar as tensões

necessárias ao sistema. A lâmpada usada foi do tipo incandescente de 127V / 60W. A norma

da IEC exige uma lâmpada de 120V, mas esse tipo não está disponível no mercado. Em série

com a lâmpada foram ligados, paralelamente, um resistor variável e um transistor. O transistor

foi comandado por um gerador de função, no qual foi configurado o modo de onda quadrada

para modulação. O gerador de função usado foi o “2MHz Function Generator Type TR-

0458/D”, da EMG. A ideia básica do funcionamento é que no momento que a chave

(transistor) está fechada, a lâmpada é a única carga e tem toda tensão aplicada sobre si;

quando a chave está aberta, o resistor fica em série com a lâmpada e cria um divisor resistivo

de tensão, fazendo que ocorra uma queda na tensão aplicada sobre a lâmpada. Dessa forma é

realizada a flutuação de tensão, com o transistor inserindo e removendo o resistor no circuito

da lâmpada. Variando-se o resistor se tem diferentes variações de tensão (ΔV). No gerador de

função pode-se variar a frequência da onda. A medição é feita entre os terminais da lâmpada.

Deve-se notar que o circuito apresenta imprecisão e é de difícil ajuste para os valores

tabelados pela norma. Existem diversas não-linearidades. Primeiro, a ponte retificadora,

necessária para retificar a tensão CA para o transistor operar (um relé não poderia ser usado

porque seu tempo de comutação é alto e frequências altas são usadas). O próprio transistor

acaba interferindo durante a condução com uma pequena queda de tensão entre seu coletor e

seu emissor – há modulações que chegam 0,253% da tensão, o que implica em pequenas

variações da ordem de 100mV. Outro problema observado foi no gerador de função que

comando o transistor. Os períodos dos semiciclos apresentam diferenças significativas para

frequências baixas. E à medida que se reduz a frequência (existem frequências de teste da

ordem de 10mHz), mais discrepantes ficam os valores – outros geradores de função

disponíveis foram testados, mas apresentavam os mesmos problemas. Apesar disso, foi

disponibilizado um bom medidor para aferição e os resultados foram levantados para

comparação. O medidor usado foi o “Power Sentinel GPS-Synchronized 1133A”, da Arbiter

System.

O primeiro teste realizado foi sob os critérios da Subseção 4.1, da norma da IEC

[30].

Esse teste determina que para uma frequência e flutuação de tensão especificada, o medidor

de cintilação deve produzir na saída do bloco 4 uma cintilação instantânea de 1pu. Para tal, a

flutuação de entrada pode ser ajustada em ±5% do valor especificado na tabela. São

especificadas duas tabelas com valores e são referidas como Tabela 1 e Tabela 2, para

modulação senoidal e quadrada, respectivamente. Os testes foram realizados para modulação

quadrada seguindo as informações da Tabela 2 da norma. Como o medidor só armazena dados

referentes ao Pst, o LCD foi inserido e os dados de saída do bloco 4 foram observados. Na

Tabela 5.7 são apresentados os resultados. A primeira coluna especifica a frequência de

modulação; a segunda coluna apresenta o percentual de flutuação; a terceira coluna mostra os

resultados instantâneos do aferidor; a quarta tem os resultados do medidor; e a quinta coluna

apresenta o erro relativo dos resultados do medidor em relação aos resultados do aferidor.

Como se pode observar, praticamente todos os testes apresentaram erros inferiores a 5%.

Nesses testes os valores de entrada não foram ajustados na faixa permitida, permanecendo

fixo o tabelado, o que permite concluir que, com um ajuste, a saída poderia gerar Sf = 1pu.

Devido às não-linearidades citadas e dificuldades para ajustes, os valores de cintilação foram

aproximados o máximo possível de 1pu, como requerido pela norma.

O segundo teste realizado foi sob os critérios da Seção 5, da norma da IEC

[30]. Esse teste

especifica que para determinada flutuação, o medidor deve produzir valores de Pst = 1pu, com

erro máximo de ±5%. A norma especifica valores para o teste segundo a

Tabela 5.8, onde a

primeira coluna informa o número de variações por minuto e a terceira coluna o valor

percentual da flutuação. A segunda coluna (em itálico) foi inserida para converter e apresentar

as variações por minuto em Hz (frequência de modulação F

Tabela 5.7 – Resposta normalizada do medidor para flutuações de modulação quadrada.

Frequência (Hz) Flutuação (%) Sf 1133a Sf Erro (%)

0,5 0,600 1,05 1,00 4,76%

1,0 0,547 1,03 0,98 4,85%

1,5 0,504 1,1 1,05 4,55%

2,0 0,471 1,01 0,97 3,96%

2,5 0,439 1,02 0,98 3,92%

3,0 0,421 0,99 0,96 3,03%

3,5 0,407 1,03 0,99 3,88%

4,0 0,394 0,95 0,91 4,21%

4,5 0,371 1 0,96 4,00%

5,0 0,349 0,99 0,94 5,05%

5,5 0,323 1,04 0,99 4,81%

6,0 0,302 0,89 0,85 4,49%

6,5 0,282 0,99 0,96 3,03%

7,0 0,269 1,09 1,05 3,67%

7,5 0,258 0,89 0,86 3,37%

8,0 0,255 0,91 0,89 2,20%

8,8 0,253 0,92 0,90 2,17%

9,5 0,257 0,97 0,96 1,03%

10,0 0,264 1,11 1,10 0,90%

10,5 0,280 1,03 1,01 1,94%

11,0 0,297 0,94 0,93 1,06%

11,5 0,309 1,14 1,13 0,88%

12,0 0,323 1,01 1,00 0,99%

13,0 0,369 1,01 0,97 3,96%

14,0 0,411 1,12 1,08 3,57%

15,0 0,459 0,91 0,89 2,20%

16,0 0,513 1,08 1,03 4,63%

17,0 0,580 0,98 0,96 2,04%

18,0 0,632 1,08 1,04 3,70%

19,0 0,692 1 0,98 2,00%

20,0 0,752 1 0,98 2,00%

21,0 0,818 1,13 1,10 2,65%

22,0 0,853 1,02 1,00 1,96%

23,0 0,946 1,1 1,09 0,91%

24,0 1,072 1,03 1,02 0,97%

40,0 3,460 1,07 1,10 -2,80%

Tabela 5.8 – Teste de desempenho do medidor de cintilação [30].

Variações retangulares

por minuto

(Hz) ΔV/V (%)

0,008333

3,166

0,016667

2,568

0,058333

1,695

0,325000

1,044

110

0,916667

0,841

1.620

13,5

0,547

4.800

4,834

Foram realizados testes com vários períodos de intervalo: 1, 5, 10 e 15 minutos. Os

intervalos de 10 minutos foram selecionados para apresentação. Como os testes foram

realizados com todas as oito frequências e nos quatro tipos de intervalo, optou-se por não

realizar um grande número de medições, pois uma pequena quantidade de intervalos já seria

suficiente para demonstrar o desempenho do medidor. A

Tabela 5.9 apresenta os resultados

das medições das cintilação com 1 variação/minuto (Fm ≈ 8,3mHz). A primeira coluna

informa o horário do início de cada intervalo; a segunda tem os resultados de Pst do aferidor;

a terceira, do Pst do medidor; e a quarta coluna apresenta o erro relativo entre o medidor e seu

aferidor. A

Tabela 5.10 mostra os resultados para cintilação com 2 variações/minuto (F

≈ 16,7mHz).

As próximas tabelas apresentam os resultados das outras cintilação exigidas: 7

variações/minuto (

Tabela 5.11), 39 variações/minuto (Tabela 5.12), 110 variações/minuto

(

Tabela 5.13), 1.620 variações/minuto (Tabela 5.14) e 4.800 variações/minuto (Tabela 5.15).

Tabela 5.9 – Pst para 1 variação/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/4/2009 10:10 1,00516 1,704274 -69,55%

3/4/2009 10:20 0,974502 1,014889

-4,14%

3/4/2009 10:30 1,000178 1,014889

-1,47%

3/4/2009 10:40 0,974133 0,997496

-2,40%

Tabela 5.10 – Pst para 2 variações/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/3/2009 18:00 1,035188 1,129524 -9,11%

3/3/2009 18:10 1,045523 0,999268

4,42%

3/3/2009 18:20 1,030077 1,016907

1,28%

3/3/2009 18:30 1,047481 1,000362

4,50%

Tabela 5.11 – Pst para 7 variações/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/3/2009 14:20 0,981335 1,141068 -16,28%

3/3/2009 14:30 0,982145 0,954404

2,82%

3/3/2009 14:40 0,989084 0,955549

3,39%

3/3/2009 14:50 0,992945 0,960976

3,22%

Tabela 5.12 – Pst para 39 variações/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/3/2009 12:20 1,082449 1,098317 -1,47%

3/3/2009 12:30 1,083733 1,064295

1,79%

3/3/2009 12:40 1,084057 1,063473

1,90%

3/3/2009 12:50 1,082525 1,063473

1,76%

Tabela 5.13 – Pst para 110 variações/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/3/2009 10:40 1,090793 1,125213 -3,16%

3/3/2009 10:50 1,09152 1,074424

1,57%

3/3/2009 11:00 1,092991 1,075492

1,60%

3/3/2009 11:10 1,089046 1,072647

1,51%

Tabela 5.14 – Pst para 1.620 variações/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/2/2009 12:20 0,947816 1,114123 -17,55%

3/2/2009 12:30 0,952776 0,925235

2,89%

3/2/2009 12:40 0,974731 0,93598

3,98%

Tabela 5.15 – Pst para 4.800 variações/minuto.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/4/2009 16:20 1,393824 1,413071 -1,38%

3/4/2009 16:30 1,346948 1,354594

-0,57%

3/4/2009 16:40 1,045761 1,071598

-2,47%

3/4/2009 16:50 1,08466 1,139488

-5,05%

Deve-se notar que o primeiro registro de cada tabela (destacados) deve ser descartado.

Esses registros apresentam valores “incorretos”, isto é, existe um período de transitório na

medição (entre 1 a 3 minutos) para que os filtros digitais do medidor entrem em regime.

Durante esse período valores transitórios entram no cálculo do Pst e geram desvios altos. O

mesmo não acontece com o medidor 1133A, pois ele inicia o monitoramento ao ser ligado

(mesmo não gravando registros) e já se encontra em regime quando o medidor é acionado

para iniciar a medição. Pode-se observar que os erros se enquadram dentro do adequado.

Novamente deve-se destacar a imprecisão do circuito simulador. Pode-se observar que entre

um intervalo e outro ele chega a apresentar variações consideráveis no valor de cintilação,

observáveis nos resultados dos medidores.

Fig. 5.11 exibe as formas de onda de 1.620 variações/minuto (F

= 13,5HZ) e flutuação

de 0,547% (aproximadamente). A onda superior é o comando de modulação do gerador de

função; a onda inferior foi o sinal capturado entre o coletor e o emissor do transistor. A

flutuação em si ocorre nos terminais da lâmpada, mas tal onda foi escolhida para apresentar

melhor o efeito da modulação. No semiciclo “aberto” da chave, vê-se a queda de tensão no

resistor em série com a lâmpada, que provoca a redução da tensão eficaz na mesma; no

semiciclo “fechado” da chave, observa-se que toda tensão é aplicada sobre a lâmpada e sua

tensão eficaz aumenta – pode-se notar que processos não-lineares interferem nos resultados.

Há um valor eficaz de tensão diferente de zero no momento em que a chave conduz, por

exemplo, devido ao fluxo da corrente entre o coletor e emissor da chave.

Fig. 5.11 – Formas de onda para flutuação com 1.620 variações/minuto.

O último conjunto de testes analisou o desempenho do medidor no cálculo do Pst em

diversas frequências e modulações (quadradas), para verificar sua resposta em diferentes

faixas do seletor. Alguns desses testes são reportados aqui em tabelas (elas apresentam dados

semelhantes às anteriores). Os intervalos de medições foram realizados com 1 minuto (os três

primeiros registros devem ser descartados). A

Tabela 5.16 tem resultados para um sinal sem

flutuação. Os dados nas tabelas seguintes dão ênfase à frequência moduladora em 8,8Hz, a

qual há maior sensibilidade humana à cintilação luminosa, e a resposta do medidor a elas.

Tabela 5.16 – Pst de 1 minuto para sinal sem flutuação.

PC Local Time Pst 1133A Pst

3/6/2009 17:53 1,848572 1,07134

3/6/2009 17:54 0 0

3/6/2009 17:55 0 0

3/6/2009 17:56 0 0

3/6/2009 17:57 0 0

Tabela 5.17 apresenta cintilação instantânea aproximada de 3,5pu e sua faixa seletora é

igual a 0,5%. Já a

Tabela 5.18 apresenta cintilação instantânea aproximada de 14pu. Sua faixa

seletora é igual a 1%.

Tabela 5.17 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 3,5pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 12:24 1,310604 1,313178 -0,20%

3/5/2009 12:25 1,310539 1,417899 -8,19%

3/5/2009 12:26 1,310552 1,310054 0,04%

3/5/2009 12:27 1,310647 1,291946

1,43%

3/5/2009 12:28 1,310693 1,290623

1,53%

3/5/2009 12:29 1,310434 1,291946

1,41%

3/5/2009 12:30 1,31084 1,291946

1,44%

3/5/2009 12:31 1,310757 1,289112

1,65%

3/5/2009 12:32 1,310879 1,291268

1,50%

3/5/2009 12:33 1,310845 1,291946

1,44%

3/5/2009 12:34 1,310686 1,292705

1,37%

3/5/2009 12:35 1,310471 1,289001

1,64%

3/5/2009 12:36 1,310461 1,289112

1,63%

3/5/2009 12:37 1,310756 1,291003

1,51%

3/5/2009 12:38 1,310986 1,291003

1,52%

Tabela 5.18 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 14pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 11:47 2,628386 2,747574 -4,53%

3/5/2009 11:48 2,628297 2,656266 -1,06%

3/5/2009 11:49 2,628271 2,83756 -7,96%

3/5/2009 11:50 2,628162 2,641828

-0,52%

3/5/2009 11:51 2,628239 2,611749

0,63%

3/5/2009 11:52 2,627989 2,612273

0,60%

3/5/2009 11:53 2,628013 2,609351

0,71%

3/5/2009 11:54 2,628245 2,60801

0,77%

3/5/2009 11:55 2,62843 2,609351

0,73%

3/5/2009 11:56 2,628399 2,612273

0,61%

3/5/2009 11:57 2,628205 2,611749

0,63%

3/5/2009 11:58 2,628111 2,606951

0,81%

3/5/2009 11:59 2,628334 2,606951

0,81%

3/5/2009 12:00 2,628456 2,609771

0,71%

3/5/2009 12:01 2,628354 2,612273

0,61%

Tabela 5.19 tem cintilação instantânea aproximada de 33pu e está na faixa igual a

2%. As

Tabela 5.20 e Tabela 5.21 estão na faixa seletora de 5% e têm cintilação instantânea

aproximada de 87pu e 230pu, respectivamente.

Tabela 5.19 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 33pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 13:40 4,008885 4,445709 -10,90%

3/5/2009 13:41 4,008468 4,776501 -19,16%

3/5/2009 13:42 4,008558 4,407943 -9,96%

3/5/2009 13:43 4,008481 3,97031

0,95%

3/5/2009 13:44 4,00847 3,937791

1,76%

3/5/2009 13:45 4,008616 3,937791

1,77%

3/5/2009 13:46 4,011122 3,934234

1,92%

3/5/2009 13:47 4,0118 3,95043

1,53%

3/5/2009 13:48 4,012186 3,95043

1,54%

3/5/2009 13:49 4,01197 3,95043

1,53%

3/5/2009 13:50 4,011971 3,95043

1,53%

3/5/2009 13:51 4,012224 3,95043

1,54%

3/5/2009 13:52 4,012301 3,95043

1,54%

3/5/2009 13:53 4,012213 3,95043

1,54%

3/5/2009 13:54 4,012057 3,95043

1,54%

Tabela 5.20 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 87pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 14:05 6,553726 7,711246 -17,66%

3/5/2009 14:06 6,553133 7,702583 -17,54%

3/5/2009 14:07 6,553162 6,566978 -0,21%

3/5/2009 14:08 6,551597 6,359408

2,93%

3/5/2009 14:09 6,55258 6,359408

2,95%

3/5/2009 14:10 6,551914 6,359408

2,94%

3/5/2009 14:11 6,552046 6,359408

2,94%

3/5/2009 14:12 6,551352 6,359408

2,93%

3/5/2009 14:13 6,551422 6,359408

2,93%

3/5/2009 14:14 6,549919 6,359408

2,91%

3/5/2009 14:15 6,545198 6,359408

2,84%

3/5/2009 14:16 6,546429 6,359408

2,86%

3/5/2009 14:17 6,552372 6,359408

2,94%

3/5/2009 14:18 6,554255 6,359408

2,97%

3/5/2009 14:19 6,552902 6,359408

2,95%

Tabela 5.21 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 230pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 14:32 10,515276 10,340892 1,66%

3/5/2009 14:33 10,515483 12,559852 -19,44%

3/5/2009 14:34 10,516441 10,627048 -1,05%

3/5/2009 14:35 10,515592 10,431797

0,80%

3/5/2009 14:36 10,51546 10,420473

0,90%

3/5/2009 14:37 10,515605 10,420473

0,90%

3/5/2009 14:38 10,515532 10,420473

0,90%

3/5/2009 14:39 10,51515 10,420473

0,90%

3/5/2009 14:40 10,514154 10,420473

0,89%

3/5/2009 14:41 10,511821 10,399659

1,07%

3/5/2009 14:42 10,508118 10,399659

1,03%

3/5/2009 14:43 10,504963 10,387632

1,12%

3/5/2009 14:44 10,515765 10,420473

0,91%

3/5/2009 14:45 10,515491 10,420473

0,90%

3/5/2009 14:46 10,515483 10,420473

0,90%

Enquadrada também na faixa seletora de 5%, a

Tabela 5.22 apresenta cintilação

instantânea aproximada de 400pu.

Tabela 5.22 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 400pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 14:56 14,062539 13,904664 1,12%

3/5/2009 14:57 14,063423 13,352667 5,05%

3/5/2009 14:58 14,062293 14,246417 -1,31%

3/5/2009 14:59 14,06146 13,98149

0,57%

3/5/2009 15:00 14,060599 13,819768

1,71%

3/5/2009 15:01 14,060412 13,800528

1,85%

3/5/2009 15:02 14,061249 13,800528

1,85%

3/5/2009 15:03 14,061031 13,800528

1,85%

3/5/2009 15:04 14,058862 13,797206

1,86%

3/5/2009 15:05 14,061461 13,787841

1,95%

3/5/2009 15:06 14,060586 13,800528

1,85%

3/5/2009 15:07 14,06031 13,797206

1,87%

3/5/2009 15:08 14,059956 13,794186

1,89%

3/5/2009 15:09 14,061974 13,791166

1,93%

3/5/2009 15:10 14,061184 13,800528

1,85%

Tabela 5.23 tem cintilação instantânea aproximada de 518pu e sua faixa seletora é igual

a 10%. A

Fig. 5.12 foi capturada e apresenta as formas de onda para este caso. A onda

superior é o comando para geração da modulação quadrada; a inferior é a tensão sobre o

resistor variável, que ilustra as reduções de tensão sobre a lâmpada e o efeito da flutuação.

Tabela 5.23 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 518pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 15:21 15,98841 16,508533 -3,25%

3/5/2009 15:22 15,983765 18,111944 -13,31%

3/5/2009 15:23 15,983132 17,120201 -7,11%

3/5/2009 15:24 15,985975 15,661856

2,03%

3/5/2009 15:25 15,97974 15,617671

2,27%

3/5/2009 15:26 15,981607 15,572785

2,56%

3/5/2009 15:27 15,981244 15,595245

2,42%

3/5/2009 15:28 15,983234 15,572785

2,57%

3/5/2009 15:29 15,981637 15,595245

2,42%

3/5/2009 15:30 15,977534 15,595245

2,39%

3/5/2009 15:31 15,972113 15,572785

2,50%

3/5/2009 15:32 15,966681 15,550293

2,61%

3/5/2009 15:33 15,968767 15,52777

2,76%

3/5/2009 15:34 15,974339 15,550293

2,65%

3/5/2009 15:35 15,97304 15,572785

2,51%

Fig. 5.12 – Forma de onda para flutuação em 8,8Hz e e Sf ≈ 518pu.

Tabela 5.24 apresenta cintilação instantânea 1.530pu, um valor aproximado, visto que o

LCD do aferidor Sf apresentava valores que variavam entre 1510 a 1550pu, com maiores

ocorrências em 1530pu. A faixa seletora, neste caso, é igual a 10%.

Tabela 5.24 – Pst de 1 minuto para F

= 8,8Hz e Sf ≈ 1.530 (1.510 a 1.550)pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 15:58 27,469902 25,993253 5,38%

3/5/2009 15:59 27,377884 28,481134 -4,03%

3/5/2009 16:00 27,548141 27,889364 -1,24%

3/5/2009 16:01 27,502748 27,161623

1,24%

3/5/2009 16:02 27,521078 27,074419

1,62%

3/5/2009 16:03 27,532646 27,05512

1,73%

3/5/2009 16:04 27,520645 27,038137

1,75%

3/5/2009 16:05 27,530535 27,046226

1,76%

3/5/2009 16:06 27,507885 27,038137

1,71%

3/5/2009 16:07 27,539951 27,059162

1,75%

3/5/2009 16:08 27,534321 27,059162

1,73%

3/5/2009 16:09 27,524614 27,043823

1,75%

3/5/2009 16:10 27,527391 27,030878

1,80%

3/5/2009 16:11 27,530609 27,030878

1,82%

3/5/2009 16:12 27,531244 27,051076

1,74%

As tabelas a seguir foram medidas com frequências moduladoras diferentes de 8,8Hz. A

Tabela 5.25 tem cintilação instantânea aproximada de 28pu e sua faixa seletora é igual a 2%.

Sua frequência de modulação foi de 23Hz. Já

Tabela 5.26 tem frequência moduladora de

0,5Hz, com cintilação instantânea aproximada de 41pu, o que também a enquadra na faixa

seletora de 2%. A

Tabela 5.27 tem cintilação instantânea aproximada de 36pu – variou entre

35 e 38pu – e sua faixa seletora é de 2%. Sua frequência de modulação é de 40Hz.

Tabela 5.25 – Pst de 1 minuto para F

= 23Hz e Sf ≈ 28pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 16:25 3,675648 4,210336 -14,55%

3/5/2009 16:26 3,67584 4,406982 -19,89%

3/5/2009 16:27 3,675674 3,686787 -0,30%

3/5/2009 16:28 3,676106 3,632951

1,17%

3/5/2009 16:29 3,677938 3,631115

1,27%

3/5/2009 16:30 3,678486 3,627257

1,39%

3/5/2009 16:31 3,678488 3,632951

1,24%

3/5/2009 16:32 3,678654 3,631115

1,29%

3/5/2009 16:33 3,680147 3,632951

1,28%

3/5/2009 16:34 3,685511 3,63896

1,26%

3/5/2009 16:35 3,681681 3,631115

1,37%

3/5/2009 16:36 3,683938 3,635111

1,33%

3/5/2009 16:37 3,687403 3,63896

1,31%

3/5/2009 16:38 3,80081 3,743663

1,50%

3/5/2009 16:39 3,897982 3,869905

0,72%

Tabela 5.26 – Pst de 1 minuto para F

= 0,5Hz e Sf ≈ 41pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 17:18 3,920168 3,769845 3,83%

3/5/2009 17:19 3,923587 4,294168 -9,44%

3/5/2009 17:20 3,915124 3,934592 -0,50%

3/5/2009 17:21 3,920869 3,843477

1,97%

3/5/2009 17:22 3,920499 3,838693

2,09%

3/5/2009 17:23 3,919633 3,840603

2,02%

3/5/2009 17:24 3,924353 3,841742

2,11%

3/5/2009 17:25 3,920691 3,842338

2,00%

3/5/2009 17:26 3,921758 3,836956

2,16%

3/5/2009 17:27 3,919064 3,842338

1,96%

3/5/2009 17:28 3,925475 3,838693

2,21%

3/5/2009 17:29 3,926119 3,839832

2,20%

3/5/2009 17:30 3,923932 3,842338

2,08%

3/5/2009 17:31 3,924007 3,835044

2,27%

3/5/2009 17:32 3,925025 3,84598

2,01%

Tabela 5.27 – Pst de 1 minuto para F

= 40Hz e Sf ≈ 36 (35 a 38)pu.

PC Local Time Pst 1133A Pst Erro %

3/5/2009 16:50 4,350462 4,605089 -5,85%

3/5/2009 16:51 4,472 4,727081 -5,70%

3/5/2009 16:52 4,417693 4,763505 -7,83%

3/5/2009 16:53 4,424234 4,652221

-5,15%

3/5/2009 16:54 4,411995 4,62088

-4,73%

3/5/2009 16:55 4,453852 4,606996

-3,44%

3/5/2009 16:56 4,383586 4,681077

-6,79%

3/5/2009 16:57 4,387212 4,511021

-2,82%

3/5/2009 16:58 4,477455 4,542585

-1,45%

3/5/2009 16:59 4,580054 4,742185

-3,54%

3/5/2009 17:00 4,432298 4,865398

-9,77%

3/5/2009 17:01 4,322931 4,63482

-7,21%

3/5/2009 17:02 4,243294 4,382398

-3,28%

3/5/2009 17:03 4,332146 4,198273

3,09%

3/5/2009 17:04 4,376963 4,48193

-2,40%

Fig. 5.13 ilustra as formas de onda para a flutuação da Tabela 5.27, sendo a onda

quadrada superior o comando de modulação e a onda inferior o sinal sobre o resistor variável.

Fig. 5.13 – Formadas de onda para flutuação em 40Hz e Sf ≈ 36.

Como se pode observar nas tabelas, os erros relativos entre o aferidor e o medidor são

inferiores a 5% em sua maioria, com um desvio um pouco maior na frequência de 40Hz. Essa

frequência moduladora, aliás, é próxima da fundamental de tal forma que seu valor eficaz nos

semiciclos de chave aberta é variável. O valor instantâneo de cintilação no LCD do aferidor

ficou oscilando entre 35 a 38pu sem se estabilizar.

É importante destacar porque se optou em capturar as ondas entre os terminais do resistor

variável em vez dos terminais da lâmpada. A razão é que as tensões aplicadas sobre a lâmpada

foram da ordem de 120V e isso implicaria na impossibilidade de se observar, por exemplo,

pequenas modulações. Como as modulações são geradas pela entrada e saída do resistor no

circuito em série com a lâmpada, ele se tornou um bom ponto de observação. Torna-se

interessante também observar o efeito do filtro “sino” (passa-faixa) no sistema. Como parte

do modelo olho-cérebro, atenua fortemente frequências que se afastam do seu centro em

8,8Hz, que é a frequência causadora de maior percepção nas cintilações. Isso está ilustrado

nas

Fig. 5.12 e Fig. 5.13. Pode-se notar que a primeira tem um valor de tensão bem menor do

que a segunda (observar ondas inferiores), mas apresenta um valor de Sf da ordem de 500pu,

enquanto a segunda apresenta valor na ordem de 40pu – aí se vê o efeito do filtro no modelo.

5.4 Resultados da medição do Desequilíbrio de Tensão

O indicador de desequilíbrio de tensão é um dos indicadores dos quais a norma ainda não

definiu como computar o resultado final, i.e., a norma definiu as formas intermediárias de

cálculo do Fator de Desequilíbrio (FD), mas não indicou como tal valor, medido

continuamente durante as janelas de tempo, seria usado para estabelecer o resultado final do

indicador. Não estabeleceu se seria usado seu valor médio, eficaz, máximo ou algum outro.

De fato, para a rede de baixa tensão, a norma sequer apresenta valor de referência

[1].

Como na medição dos indicadores de harmônicos, a avaliação do desempenho do medidor

em relação a este indicador torna-se “limitada”, pois não foi definido como se produzir um

indicador final. Apesar disso, e em função dessa falta de definição, estabeleceu-se que os

resultados finais da medição de cada intervalo apresentariam o valor de FD médio e máximo

para cada fase. Após a leitura da medição pelo servidor, um processamento é realizado e são

calculados, para cada fase, o percentil 95% do FD médio e máximo dos intervalos medidos.

Como já considerado, o cálculo do FD é função das tensões de linha medidas. Como os

resultados para a medição de tensão de fase apresentaram precisão adequada, pode-se levantar

a hipótese de que os resultados do FD também seriam adequados, visto que o mesmo é

produto de um processamento matemático relativamente simples dos valores de tensão. Para a

validação da hipótese foram feitos alguns testes e medidas. Para a aferição das medidas dos

valores do FD foi usado o medidor 933A, da Arbiter. No caso do medidor, como já citado,

são registrados os valores médios e máximos do FD. Já o medidor aferidor registra o valor

eficaz de tensão da sequência positiva, negativa e zero. Obviamente, não há sentido na

comparação dos resultados. Entretanto, uma forma indireta foi usada para fazer a comparação

dos resultados medidos.

Sabendo-se que o aferidor registra o valor eficaz de tensão da sequência positiva e

negativa da rede monitorada, a equação (21) foi usada para realizar o cálculo do FD do

intervalo. Evidentemente, o FD produzido pelo aferidor é resultante dos valores eficazes das

sequências, enquanto o FD registrado pelo medidor é o valor médio dos FDs medidos durante

as janelas do intervalo. Este método permite, de forma aproximada, realizar a comparação dos

resultados – e não haveria outra forma de fazê-lo, visto que não havia disponível nenhuma

100

fonte de tensão trifásica que pudesse produzir um desequilíbrio fixo ou algum aferidor com

metodologia similar ao desenvolvido.

Uma das medições feitas é apresentada na

Tabela 5.28, onde o desequilíbrio pode ser

observado. A medição foi feita diretamente em uma rede elétrica de baixa tensão

convencional. A tabela apresenta 5 intervalos de medição, o suficiente para a comparação dos

medidores. O tempo do intervalo foi escolhido igual a 1 minuto, pois um intervalo curto de

medição evitaria algum desvio maior nos resultados, visto que os métodos são diferentes e

interferência de outros fenômenos, como VTCDs ou flutuações de tensão poderiam ocorrer,

pois as tensões monitoradas pertencem à rede elétrica comum e não são controláveis.

Tabela 5.28 – Comparação dos resultados dos FDs do medidor e do aferidor.

Fator de Desequilíbrio (%)

Intervalo Horário Medidor 933A

17:50 1,04 1,05

17:51 1,03 1,05

17:52 1,00 1,00

17:53 0,89 0,88

17:54 0,81 0,80

O erro relativo não foi apresentado por se tratar de métodos diferentes de medição, mas se

pode notar que o medidor apresentou resultados similares aos produzidos (com cálculos

indiretos) pelo medidor 933A.

5.5 Conclusão

Este capítulo abordou os testes realizados no medidor para verificar o seu desempenho.

Foram realizados desde testes com sinais digitalmente gerados e testados em ambiente

puramente de programação, a testes reais, com tensões de geradores e da própria rede elétrica.

Os resultados práticos obtidos pelo medidor foram promissores e permitiram concluir que ele

atingiu um dos seus objetivos, o de conseguir monitorar, conforme os requerimentos da

norma, vários dos indicadores de QEE.

Os resultados obtidos para tensão eficaz em regime permanente foram adequados,

enquadrando-se dentro das especificações de erro da norma. Para os testes de outros

indicadores, foram utilizados fontes geradoras de precisão e medidores de terceiros para

101

aferição (fornecidos pela ESCELSA). Medidores do tipo Classe A e de grande precisão, bem

apropriados para realizar as aferições. Os únicos empecilhos nas aferições de alguns

indicadores foram as diferentes metodologias de processamento e registro.

Os resultados obtidos para os harmônicos se mostraram adequados, assim como os de

flutuação, que é o indicador de processamento mais complexo e pesado para o medidor.

Apesar da medição de cintilação não ser um assunto novo, ainda há muita divergência na área.

É comum encontrar medidores voltados para a medição de cintilação que apresentam

resultados divergentes entre si

[14]. Foi dispensado um tempo considerável para o estudo e

desenvolvimento dessa parte do sistema, de forma a se atingir resultados promissores e se

manter o foco de baixo custo do medidor, não usando um hardware mais sofisticado para

solucionar os problemas impostos por tais questões. Deve-se destacar que o medidor é

composto por um conjunto de algoritmos para processamento de diversos indicadores e que

não é voltado exclusivamente para a medição de cintilação. Seu algoritmo de medição de

cintilação foi simplificado ao máximo para que resultasse em dados adequados e não

sobrecarregasse o sistema, de forma a não impor alterações de hardware e aumento de suas

capacidades, o que implicaria em um maior custo do medidor – situação indesejada.

102

6 – Considerações Finais

Os fenômenos hoje associados à QEE já eram notados logo após a criação e as instalações

dos sistemas de energia elétrica, mas a qualidade da energia em si não foi abordada por

décadas. A área de QEE começou a florescer nas últimas duas ou três décadas, ascendendo

nos meados da década de 90. Pode-se dizer que ela é uma visão moderna dos sistemas de

energia baseada no ponto de vista dos consumidores/clientes. Uma das várias razões do seu

crescimento foi (ou é) a desregulamentação do mercado de energia elétrica no mundo. Outra

foi o crescimento dos distúrbios elétricos provocados pelo aumento das cargas e da própria

rede (que cresceu, mas nem sempre foi acompanhada pelo devido crescimento em

desempenho e qualidade), além da sensibilidade dos equipamentos a esses distúrbios, que

provocaram uma movimentação para se estudar o assunto e se contornar os problemas da

qualidade. Como uma nova área, apresenta divergência em vários de seus aspectos, que vão

desde sua terminologia à forma de tratar determinados fenômenos e medi-los.

No Brasil existe regulamentação sobre alguns aspectos, como continuidade do

fornecimento de energia, por exemplo, já há algum tempo, mas vários outros aspectos

relacionados à qualidade sequer haviam sido abordados. Com o PRODIST, a ANEEL deu os

primeiros passos para uma real regulamentação do sistema do ponto de visto do consumidor,

que pode ser prejudicado de várias formas com a qualidade da energia não adequada. Deve-se

considerar, entretanto, que esses primeiros passos ainda são lentos, visto que na

regulamentação aprovada existem várias lacunas. Como salientado anteriormente, o

PRODIST especifica um grupo de indicadores a serem observados durante certo período, no

qual serão levantados dados para que, no futuro, se possa estabelecer referências e

regulamentações específicas. A omissão de várias especificações necessárias nos processos de

medição dos indicadores pode levar à formação de um conjunto de dados discrepantes entre si

e atrasar o processo das regulamentações específicas. Espera-se que alguns pontos sejam

revistos para que tal situação não ocorra.

Considerando as observações feitas no parágrafo anterior, ainda assim, uma crítica sobre

os valores de referência deve ser feita. Alguns valores como o do DTT, por exemplo, que foi

estabelecido em 10% de distorção harmônica total, é muito brando e permite uma má

qualidade da energia elétrica fornecida, penalizando os consumidores. A falta de valores de

referência também é um problema. No caso do fator de desequilíbrio não existe referência

103

para as redes de baixa tensão. Estudos ou mesmo normas internacionais poderiam permitir o

estabelecimento de referência. Como contraponto à crítica, deve-se levar em consideração o

“bom senso” e observar que a severidade nas metas pode tornar impraticável, no curto prazo,

a aplicação da norma. Para um país no qual não havia uma regulamentação até então, talvez

seja realmente aconselhável a realização da campanha para avaliar o sistema como um todo e

identificar seus problemas e situação. Dessa forma, seria possível se estabelecer metas de

referências adequadas ao sistema como o proposto. De qualquer forma, como já dito, alguns

pontos ficaram em aberto à espera de resultados futuros, mas várias das lacunas observadas no

PRODIST aparentam ser realmente problemas técnicos de elaboração, e se for o caso, isso

contribuiria apenas para atrasar o avanço da melhoria da QEE no Brasil.

Críticas positivas e negativas à parte, com base nas versões preliminares do PRODIST e

suas implicações futuras, este projeto foi desenvolvido e implementado. Seu objetivo

principal foi realizar a medição da QEE da rede de distribuição com um dispositivo de baixo

custo. Aí entra um aspecto relevante da engenharia: a relação custo-benefício. Um aparelho

que atenda às principais necessidades de medição a um custo baixo permitiria a massificação

do seu uso e, daí, obter-se-ia um maior número de informações sobre a qualidade da rede em

seus vários pontos, ou seja, a relação custo-benefício seria alta.

Como já considerado, alguns indicadores foram omitidos no projeto do medidor. No caso,

um deles está ligado à medição de corrente. Medição de corrente, com precisão, é um ponto

problemático e se contrapõe com o objetivo do projeto, o baixo custo. Para uma medição

correta de corrente são necessários transformadores de corrente adequados. Tais

transformadores são, em geral, de custo elevado. No mercado há medidores de energia

trifásicos que medem corrente e chegam a ter mais de 3/4 do preço formado pelos

transformadores de corrente. Como opção de futura melhoria do sistema, levantou-se há a

sugestão do estudo da bobina de Rogowski (um tipo de TC) para a medição de corrente, onde

seriam avaliadas suas características e capacidades, além do custo e viabilidade de uso.

Definidos os indicadores a se trabalhar, o projeto do medidor teve início, com a definição

das metodologias de cálculo, seguida de implementação de algoritmos em ambiente de

programação para teste de seus resultados. O projeto do circuito foi elaborado em paralelo

para atender as necessidades de precisão impostas pela norma (ainda preliminar) e os

interesses de uma concessionária. Foi desenvolvido um sistema de medição que armazena os

104

dados localmente em memória não-volátil e os transmite via rede de telefonia celular para um

sistema servidor, evitando a necessidade de que o equipamento tenha que ser trazido para a

concessionária para leitura dos dados. Concluído o primeiro protótipo, foram realizados vários

testes e medições. Os resultados obtidos foram promissores e permitem levar o projeto adiante

para produção de alguns destes aparelhos para a sua implantação em campo.

Os resultados obtidos em laboratório pelo medidor foram promissores. As tensões

medidas se enquadraram dentro da precisão exigida pela norma. As medições dos harmônicos

e do desequilíbrio de tensão apresentaram bons resultados, ficando bem próximos dos valores

medidos pelo aferidor, assim como a medição da cintilação. A medição de cintilação

apresentou erros relativamente baixos em relação ao aferidor, o que indica um bom

desempenho, visto toda a limitação de processamento para os cálculos desse indicador, que

requer um processamento pesado.

Alguns aspectos ainda podem ser otimizados, mas tais pontos podem ser revistos no

futuro, principalmente aqueles na qual a norma não formaliza com clareza as formas de

processamento das medições e dos resultados. Outros aspectos, como a parte referente ao

medidor de cintilação, pode ser melhorada trabalhando-se com mais classes ou escalas

logarítmicas. No mais, pode-se concluir que o medidor alcançou seus objetivos.

O desenvolvimento de um sistema servidor remoto para a leitura (e pós-processamento

dos dados) e do aplicativo do usuário permitiram agregar ainda mais qualidades ao sistema.

Além do monitoramento, realizados em campo pelos medidores, na outra ponta há um sistema

que acessa os dados remotamente e apresenta um conjunto de ferramentas que permitem

análises qualitativas e quantitativas dos resultados. Esse conjunto de ferramentas gráficas,

planilhas e relatórios são disponibilizados às concessionárias que utilizarem o sistema. Essas

características extrapolam de forma positiva a proposta da norma, tornando o sistema uma

ferramenta poderosa para o monitoramento da QEE da rede de distribuição.

Pode-se concluir, então, que os resultados obtidos neste trabalho foram adequados ao

proposto e seus objetivos foram atingidos.

105

Referências Bibliográficas

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111

Apêndice A – Análise matemática do espectro do sinal de flutuação

Para um melhor entendimento de como os blocos agem sobre o sinal de flutuação, pode-se

analisá-lo matematicamente no domínio do tempo e da frequência e observar os efeitos

causados pelos blocos. Tem-se que o sinal de entrada (rede) é modulado por uma perturbação

de baixa frequência senoidal

, podendo ser descrito pela equação (33).

[

]

1cos( )cos()

vV m wt wt=+⋅ ⋅ (33)

sendo:

m: modulação (pico-pico);

: frequência angular da rede (2π x 60Hz);

: frequência angular da moduladora (2π x f

);

Pode-se expandir

(33) tal que tenha-se:

[] []

00 0

cos( ) cos ( ) cos ( )

imm

mV mV

vV wt wwt wwt

⋅⋅

=+ ++ − (34)

O espectro desse sinal de pode ser visto na

Fig. A.1. O modelo espectral corresponde

exatamente à modulação AM-DSB, onde a perturbação elétrica na tensão aparece como duas

raias de baixa intensidade (em função do baixo valor de m).

−

⋅

Fig. A.1 – Espectro do sinal de entrada.

O sinal de entrada (34) passa pelo bloco 1, que corresponde a um normalizador. Após esta

etapa, a saída do bloco produz o sinal normalizado v

A perturbação também pode ser ocasionada por um sinal de onda quadrada.

Usando-se a relação trigonométrica:

() ()

cos cos cos cos

ωθω θω

⋅

=++−

112

[][]

00 0

cos( ) cos ( ) cos ( )

in m m

vwt wwt wwt=+ ++ − (35)

O sinal (35) então é encaminhado ao bloco 2, que é o demodulador quadrático e eleva o

sinal ao quadrado. Elevando-se (35) ao quadrado tem-se a saída v

do bloco 2:

[][] []

[]

[][]

20 0 00

00 0 0 0

cos ( ) cos ( ) cos( ) cos ( )

cos( ) cos ( ) cos ( ) cos ( ) cos ( )

om m m

mmm

vwwtwwtmwtwwt

mwt wwt wwt wwt wt

=++−+⋅⋅++

⋅ ⋅ −+ +⋅ −+

(36)

Se expandido (36), tem-se:

[][]

22 2

200 0

000

cos(2 ) cos 2( ) cos 2( ) cos( )

242 8 8

cos (2 ) cos (2 ) cos(2 ) cos(2 )

22 88

ommm

mm m

vwtwwtwwtmwt

mmmm

wwt wwt wt wt

=+ + + + + − +⋅

++ −+ +

(37)

Como tratado, o bloco 3 apresenta filtros passa-altas e passa-baixas. Eles removerão os

componentes CC e os componentes de frequência “alta” (superiores a 42Hz), gerados pelo

demodulador. Sobram apenas os componentes intermediários. A saída desses filtros produz o

sinal v

o3a

, como abaixo:

cos( ) cos(2 )

oa m m

v m wt wt=⋅ + (38)

Esse sinal passa, então, pelo filtro “sino”, que é um ponderador e é centrado em 8,8Hz,

frequência de maior percepção do olho humano à cintilação. O gráfico do diagrama de Bode

do filtro está ilustrado na

Fig. A.2. O sinal é processado, vai para o bloco 4 e resulta no valor

instantâneo de cintilação. Quanto mais próxima da frequência central, menor será a atenuação

do sinal e maior o valor instantâneo de cintilação na saída do bloco.

113

Fig. A.2 – Diagrama de Bode do filtro “sino”: Magnitude (dB) x Frequência (Hz)

Anteriormente ao desenvolvimento do protocolo de medição de cintilação, foram

elaboradas as curvas de flutuação de tensão a partir de testes. Estas curvas foram usadas por

muitos anos e, em países particularmente como os EUA, elas ainda são usadas. Um desses

gráficos das curvas de flutuação está ilustrado na

Fig. A.3. Ele foi elaborado pela General

Electric Company

[42] e foi baseada na modulação com onda quadrada. Ela apresenta o

percentual de flutuação de tensão em relação às variações da tensão no tempo – esta variação

está associada à frequência da onda moduladora.

Fig. A.3 – Curvas típicas de flutuação de tensão.

114

No gráfico da

Fig. A.3 observa-se a curva de limiar de visibilidade (threshold of

visibility), a partir da qual a maioria das pessoas é sensível e nota a cintilação luminosa; a

curva de limiar de irritação (threshold of irritation), a partir da qual a maioria das pessoas

sente uma irritação fisiológica; e a curva “típica” de flutuação, que acompanha a curva de

limiar de irritação a partir de frequências superiores a 8mHz. Nesse modelo pode-se observar

claramente que a maior sensibilidade tanto visual, quanto de irritação, está próxima de

frequências de modulação da ordem de 8Hz, sendo que apenas um pequeno percentual de

flutuação já é perceptível pelo observador. Para frequências bem inferiores ou superiores, o

limiar de sensibilização é ocasionado apenas por percentuais de flutuação relativamente

maiores.

Com o desenvolvimento de metodologias e aparelhos medidores de cintilação, o Padrão

141 (Red Book) da IEEE

[42] ilustra na Fig. A.4 a comparação entre a curva do “nível de

irritação” e a curva de “irritação” (Pst = 1,0) prevista pelo medidor de cintilação, para uma

modulação em onda quadrada. Deve-se observar que ambas são muito próximas e que a curva

de irritação do padrão 141 é similar à curva da

Fig. A.3.

Fig. A.4 – Curva do limiar de irritação e curva de Pst = 1,0 de um medidor de cintilação.

Observando-se as curvas da

Fig. A.4, pode-se notar que a real vantagem da metodologia

dos medidores de cintilação recai no fato da medição contínua no tempo poder predizer

possíveis “irritações” causadas por modulações complexas e arbitrárias. Isso fica claro no

exemplo de medição da

Fig. A.5, que é o gráfico de Pst de uma medição realizada durante três

dias em uma planta com pequenos fornos a arco. Devido à natureza aleatória das flutuações

115

provocadas pelos fornos, a metodologia das curvas não poderia ser usada diretamente com

precisão adequada para predizer os níveis de irritação, pois elas são apropriadas somente para

o uso em casos de flutuação com modulação quadrada. Neste caso, entra a metodologia dos

medidores de cintilação para resolver o problema e analisar os níveis de cintilação e possíveis

efeitos de irritação.

Fig. A.5 – Exemplo de gráfico de ocorrência de Pst durante uma medição.

116

Apêndice B – Recarga de Bateria

A tecnologia de bateria escolhida para o medidor foi a de NiMH. Bastante popular em

equipamentos eletrônicos, ela tem entre 40% a 100% maior densidade de energia que sua

concorrente direta, a NiCd. Apresenta ainda menor efeito memória e toxidade. Ambas,

baseadas em Níquel, têm grande similaridade, o que permite uma possível troca entre um tipo

e outro. O sistema de recarga para ambas é o mesmo. Cada célula dessas baterias tem o valor

nominal de tensão de 1,2V. As baterias de NiMH têm vida útil de 300 a 500 ciclos de

carga/descarga.

1. Efeito Memória

O termo “Efeito Memória” foi criado para explicar um fenômeno que ocorre nas baterias

baseadas em Níquel, que “lembram” o quanto foram descarregadas durante os últimos ciclos.

Caso ocorra repetidamente descarga parcial da bateria e em seguida uma recarga completa, a

capacidade de recarga da bateria ficará limitada até a fração que foi consumida anteriormente

– a memória da bateria entra aí. Este efeito se deve a cristalização do hidróxido de níquel que

compõe o eletrodo positivo. Em uma célula em boas condições, os cristais de hidróxido de

níquel são extremamente pequenos, resultando numa máxima área superficial. O fenômeno do

efeito memória surge quando estes cristais se unem aumentando seu tamanho e, com isso,

diminuindo a superfície em contato com o eletrólito. Em estágios avançados, os cristais

podem crescer através do separador causando uma auto-descarga ou até um mesmo curto-

circuito interno. Atualmente com a evolução tecnológica, esses efeitos tornaram-se menores.

2. Recarregador

O CI controlador da recarga inicialmente realiza um processo de qualificação da bateria,

para verificar se ela está em condições adequadas de tensão, ou seja, se não está danificada.

Após a qualificação ele inicia o processo de carga rápida, na qual através de um algoritmo de

limitação de corrente (no qual usa um resistor de baixa resistência como sensor), aplica uma

corrente de recarga próxima da nominal da bateria. Em pouco mais de 1h a bateria é

recarregada. Durante este período ele faz o monitoramento da tensão, no qual ocorrendo uma

117

determinada variação de tensão determina-se o fim da recarga rápida. Após o fim da carga

rápida, a corrente é reduzida a um valor baixo e seguro e se inicia o processo de top-off, que

termina de carregar a bateria. Neste procedimento se vai até a aproximadamente 30% a mais

do valor nominal de carga da bateria e se usa baixa corrente. Este processo é comum para

finalizar adequadamente a recarga das baterias de Níquel. Finalizado o top-off, o recarregador

inicia o processo trickle, no qual envia pulsos de baixa corrente a cada segundo à bateria, para

manutenção da carga.

3. Fim de carga: detecção de variação negativa de tensão

O processo de finalização de carga baseia-se na detecção de uma pequena queda na tensão

da bateria durante a carga. Esta ocorre quando a carga da bateria chegou ao máximo. A

Fig.

B.1 ilustra este evento. A bateria é carregada e sua tensão aumenta continuamente, até que em

determinado ponto (PVD) ocorre uma pequena variação negativa de tensão. Neste momento o

recarregador detecta o fim da recarga. O gráfico informa ainda o comportamento da

temperatura da bateria durante o processo. Durante a ocorrência da variação pode-se observar

que ocorre uma grande variação de sua temperatura, o aumento da temperatura por vezes é

usado como finalizador de recarga (como uma opção de segurança para a falha do outro

método).

Fig. B.1 – Gráfico do processo de finalização de recarga por pequena queda de tensão.

118

4. Procedimento adotado

Para a recarga da bateria foi usado um processo diferente da carga rápida. Configurou-se o

hardware do circuito do recarregador para “carga lenta”, que aplica uma corrente de recarga

fixa em torno de 10% a 20% do valor nominal. O tempo médio de carga é superior a 10 horas.

Nesse caso, nem sempre ocorre a detecção de carga completa e o fim de recarga pode ser

determinado por tempo.

Como a rede elétrica apresenta uma relativa estabilidade, a bateria só é acionada

ocasionalmente. Casos de vários acionamentos consecutivos e com tempo prolongado de uso

(uma hora ou mais) não são comuns. Daí, não há necessidade de uma recarga rápida. O

método de recarga lenta é mais seguro e contribui para evitar problemas relativos ao

aquecimento da bateria.

119

Apêndice C – Padrões IEC e IEEE para Harmônicos

O estabelecimento dos padrões de medição de fenômenos associados aos harmônicos e

inter-harmônicos, assim como seus valores de referência, não estão totalmente estabelecidos

[43]. Para se ter uma ideia, o IEEE ainda trabalha o assunto no seu padrão 519 (versão draft

3), mas ele ainda é uma versão preliminar e não está aprovado

[44]. A IEC tem seu padrão

internacional 61000, no qual a parte 4-7 trata especificamente dos harmônicos. Como

observado por

[43], em ambos, a omissão de uma definição do filtro de anti-alising é uma das

principais razões das diferenças nas comparações dos resultados dos medidores de

harmônicos e inter-harmônicos com instrumentos de reconhecida precisão. Os mecanismos de

sincronização também são fontes comuns de erro quando não corretamente implementados

(ou omitidos). O caso do anti-alising não é abordado pela IEEE. Já a IEC flexibiliza a questão

e sugere um filtro anti-aliasing passa-baixas com uma atenuação de 3dB em frequência

superior à faixa de análise, sendo que a atenuação de rejeição seja superior a 50dB, mas

sequer especifica o tipo/topologia do filtro. Dá, como exemplo, o uso de um filtro Butterworth

de ordem 5, que tem atenuação de 50dB na banda de rejeição e que se inicia a um valor de

frequência 3 vezes superior à frequência de corte.

Sobre a questão do número de ciclos contidos na janela, a versão preliminar do padrão

519 da IEEE sugere o número de ciclos da janela de análise igual a 12 ciclos de rede para

sistemas operando em 60Hz (o que equivale a 0,2s). Com esse valor, os componentes

espectrais estarão disponíveis a cada 5Hz (e.g., 0, 5, 10, ..., 60, 65, 70, ... Hz). No padrão

61000-4-7 a mesma concepção é usada. Aliás, o padrão vai além e determina diversas

especificações. Sugere a aplicação de filtro às janelas medidas, seguidas do uso da DFT para

processamento do sinal, além da própria FFT, um algoritmo rápido da DFT para o cálculo.

O valor de 12 ciclos, para o projeto, não é muito interessante pelo seguinte motivo: da

forma como a amostragem é feita, os 12 ciclos não permitem um número total de amostras

múltiplo de potência de 2. Isto impossibilita o uso da FFT, que é imprescindível. Seria

necessário que nos 12 ciclos fossem feitas 2

amostras, mas isso levaria a um número não

múltiplo de potência de 2 de amostras por ciclo. O ideal é trabalhar com esse tipo de número,

pois simplificam em muito os processos de divisão – basta um deslocamento de bits. Em

basicamente todos os indicadores esse tipo de procedimento é usado; uma amostragem com

120

um número não múltiplo de potência de 2 cria um “problema”, que é o aumento do

processamento devido a divisões por 3, por exemplo. No caso dos harmônicos, o sistema usa

uma janela de 8 ciclos que, numa taxa de 128 amostras/ciclo, produz um total de 1.024 pontos

– múltiplo de potência de 2 e compatível com os algoritmos de FFT. Tal número de ciclos por

janela disponibiliza as componentes a cada 7,5Hz (e.g., 0, 7,5, 15, ..., 52,5, 60, 67,5, ... Hz).

Os números de potência de 2 permitem o uso da FFT e da divisão simples. Ainda sobre o pré-

processamento da janela, a IEC sugere a aplicação do filtro de hanning; no caso de janelas

sincronizadas (iniciadas com o cruzamento da tensão em zero), a janela retangular é indicada.

O padrão não descarta outros princípios, como o uso de banco de filtros ou de wavelets.

O padrão 519 busca fechar a questão do resultado final. Ele estabelece um cálculo

intermediário chamado Very Short Time Harmonic Measurements, que equivale à agregação

de 15 janelas (ou 3s) de medição. A agregação de cada componente resulta em um valor

eficaz da componente no período e é descrito pela seguinte equação (35):

nvs ni

∑

(35)

sendo:

n,vs

: tensão eficaz do componente “n” durante o período de 15 janelas; o subscrito “vs”

denota o termo very short.

n,i

: a tensão do componente de ordem “n” da janela “i”.

O resultado final, para um período de 10 minutos, seria o valor eficaz obtido da agregação

de 200 conjuntos de 15 janelas, tal como na equação (36):

200

,int ( , ),

200

nnvsi

∑

(36)

sendo:

n, int

: tensão eficaz final do componente “n” para o intervalo de medição (10 minutos);

(n,vs),i

: tensão eficaz do componente “n” e de número “i” dentro do conjunto de 200 grupos de

15 janelas.

Como o gerenciamento dos harmônicos no sistema elétrico é responsabilidade da

concessionária e do usuário final, o padrão sugere valores de referência para os componentes

de tensão. Baseia-se no fato de que eles são, geralmente, aceitáveis para ambas as partes e que

121

ocorre um trabalho para que a distorção de tensão mantenha-se abaixo de tais valores. Os

valores estão expostos na

Tabela C.1. A norma sugere que, diariamente, as medições

intermediárias Very Short Time Harmonic fiquem 1,5 vezes abaixo dos valores da tabela em

99% do tempo e que em 95% do tempo, os valores registrados nos intervalos de 10 minutos

não ultrapassem os limites da tabela.

Tabela C.1 – Limites de distorção de tensão [7].

Tensão no barramento DIT (%) DTT (%)

≤ 1kV

5,0 8,0

1kV < V

≤ 69kV 3,0 5,0

69kV < V

≤ 161kV 1,5 2,5

> 161kV

1,0 1,5

Sistemas de alta tensão podem ter DTT de até 2,0% se a causa for um terminal HVDC, sendo o valor atenuado

até o momento do fornecimento ao usuário final.

122

Apêndice D – Telas da Interface do Usuário

Este apêndice apresenta um conjunto de telas capturadas da Interface do Usuário. Apesar

de ser uma versão preliminar, ela já define o visual e o funcionamento desse programa, que

será utilizado pelo usuário final na concessionária. A

Fig. D.1 apresenta a aba de configuração

Geral do medidor. Nela pode-se observar que o medidor de código “0000000004” foi

selecionado. A aba apresenta diversas configurações/informações do medidor. Os principais

componentes desta aba são: o campo “Amostragem”, que define o período de medição e a

duração do intervalo; o campo “Tempo de Reconexão”, que define de quanto em quanto

tempo o medidor irá checar se a comunicação está funcionando normalmente ou mesmo tentar

se reconectar, caso a conexão seja fechada; e o botão de “Desativar Medidor”, que permite a

desativação do medidor do sistema – após a desativação, o texto do botão se altera para

“Ativar Medidor”, o que permite a reativação do medidor.

Pode-se notar que os medidores apresentam “bandeirinhas” antes do seu nome. Elas

identificam que o módulo está conectado, quando estão verdes; ou que não está conectado,

quando estão vermelhas. Em situações nas quais o módulo passa a ser alimentado pela bateria

ou ocorre interrupção, as bandeiras são substituídas por um ícone com um desenho de

exclamação, indicando tais situações.

A aba de configuração de Regime Permanente é exibida na

Fig. D.2. Nela o usuário

configura diversos itens relacionados ao regime:

•

Relação de transformação: valor adimensional usado para adaptação do sistema a

redes de distribuição com tensões diferentes da nominal (127V fase-neutro). O valor

representa a relação de transformação entre o primário e o secundário do

transformador usado para a adaptação. Ele permite que, através do uso de um

transformador, o medidor seja ligado em uma rede de 220V fase-neutro, por exemplo,

ou mesmo em uma rede de média tensão. O medidor trabalha com o sistema no valor

nominal (secundário do transformador), mas o pós-processamento e a apresentação

dos dados são feitos convertendo-se os valores medidos para os valores de tensão

nominais do primário do transformador.

•

Fases Instaladas: define as fases que estão ativas e sendo medidas. No caso de

medições de apenas uma ou duas fases, deve-se desativar as que não serão medidas.

123

•

Limites de Tensão: limites de tensão estabelecidos pelo PRODIST no qual se

definem as faixas adequada, precária e crítica. Esses valores são usados no pós-

processamento para o cálculo dos valores de DRC e DRP de cada fase.

•

Seletor de Faixa de Flicker: seleciona a faixa de atuação na qual o seletor ∆V/V do

medidor de cintilação de tensão vai operar.

Fig. D.1 – Aba de configuração Geral da interface.

Fig. D.2 – Aba de configuração Regime Permanente.

A aba de configuração de VTCD e Interrupção é ilustrada na

Fig. D.3. Apesar de ter

valores estabelecidos pela norma, o usuário pode alterar os valores de tensão (em pu) que

determinam a VTCD e a interrupção, além de seus tempos limites:

•

Elevação: valor > 1pu no qual um evento pode ser classificado como VTCD.

124

•

Afundamento: valor < 1pu no qual um evento pode ser classificado como VTCD.

•

Interrupção: valor bem baixo (da ordem de 0,1 pu) no qual um evento pode ser

classificado como interrupção.

•

Interrupção (tempo limite): tempo mínimo no qual um evento pode ser classificado

como uma interrupção. Para isso, a tensão deve permanecer por um intervalo mínimo

de tempo (maior ou igual a 1 minutos, por exemplo) com valores de tensão que o

enquadrem como uma interrupção (menor ou igual a 0,1pu, por exemplo).

•

Elevação/Afundamento (tempo limite): tempo máximo no qual um evento pode ser

ou não classificado como uma VTCD. Para isso a tensão deve permanecer por até este

tempo com valores de tensões que se enquadrem como uma VTCD. A partir desse

tempo o evento (intervalo) pode ser enquadrado em uma interrupção ou ser

considerado em regime permanente e ser classificado nas faixas precárias ou críticas.

Como os tempos de interrupção e VTCD estão diretamente relacionados, a escolha de

um tempo (interrupção) definirá o valor do outro (VTCD).

Fig. D.3 – Aba de configuração de VTCD e Interrupção.

A aba Status, na

Fig. D.4, informa ao usuário a atual situação do medidor. Dados

referentes ao seu estado de atuação (ocioso, em medição, medição cancelada, etc), estado da

fonte (normal, alimentado pela bateria e falha na alimentação) e nível da bateria. Há ainda

indicadores em tempo real que informam a ocorrência de interrupções – quando observada,

são enviados dados informando as fases atingidas – ou erros no medidor, que são informados

em um campo do tipo caixa de texto.

125

Já a aba Agendar (

Fig. D.5) permite que o usuário programe data e horário de início e o

número de medições (leituras) a serem feitas. As medições são realizadas consecutivamente;

se o valor for igual a 0, o sistema entra em medição “contínua” até que o usuário cancele. No

término de cada medição o Servidor lê os registros e envia um comando para o início da

próxima.

Fig. D.4 – Aba de Status.

Fig. D.5 – Aba de Agendamento.

Por fim, a

Fig. D.6 ilustra a aba Relatório, que exibe um conjunto de medições realizadas

pelo medidor. As medições podem ser pesquisadas por data, informando-se a data de início e

de fim. Ao se clicar duas vezes sobre a linha de determinada medição, abre-se uma janela de

relatório, na qual existem várias abas com os resultados da medição escolhida. A primeira aba

dessa janela, a aba Geral, é apresentada na

Fig. D.7 e informa os resultados gerais da medição.

126

São informados datas e horários de início e fim da medição, os valores de DRP e DRC de

cada fase durante o período, os maiores e menores valores de tensão eficaz ocorridos no

conjunto de intervalos de cada fase, além de dados associados ao fator de desequilíbrio (para

medições trifásicas), PstD95% e PltD95% diários de cada fase. Na direita dessas abas está a

configuração na qual o medidor realizou a mediação.

Fig. D.6 – Aba de listagem dos Relatórios do medidor.

Fig. D.7 – Janela de relatório da medição: aba Geral dos resultados.

A aba de Gráfico das Tensões, exibida na

Fig. D.8, mostra o comportamento qualitativo

da tensão das fases durante a medição. Os gráficos são formados pelos registros de tensão

eficaz de cada intervalo. Informações sobre o valor de tensão e horário de início do intervalo

aparecem ao se passar o mouse sobre o ponto – neste e em outros gráficos é possível usar

opções de zoom. A

Fig. D.9 apresenta o Gráfico das VTCDs com a curva ITIC. Observa-se a

127

ocorrência de dois afundamentos, ambos são críticos, pois estão na parte “externa” da curva.

O ponto mais à direta durou um período maior (aproximadamente 0,7s) e atingiu as três fases,

sendo a fase C mais afetada e seu valor eficaz chegando a quase 0,5 pu. Ele causou o

desligamento de computadores e microondas, entre outros aparelhos. O ponto mais à esquerda

teve duração menor (próxima de 0,2s) e não se teve notícia dos seus efeitos, pois ocorreu de

madrugada.

Fig. D.8 – Janela de relatório da medição: aba do

gráfico das tensões em regime permanente.

Fig. D.9 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico

de ocorrências de VTCD sobre a curva ITIC.

Fig. D.10 ilustra o Gráfico das DTTs das fases. Pode-se ver claramente que durante o

período da manhã e da tarde, horário de operação da maioria dos aparelhos eletro-eletrônicos

e da indústria, ocorrem as maiores distorções. No período noturno a queda da distorção é

significativa. Deve-se observar que em determinados intervalos ocorrem picos, que podem

128

estar associados a vários fenômenos da rede

. Em especial, deve-se notar que o pico

destacado com informações ocorreu exatamente no momento do afundamento informado

anteriormente, que ocasionou o desligamento de aparelhos. Em seguida há a

Fig. D.11, que é

uma aba para seleção de componentes harmônicos. Selecionados, eles serão apresentados em

outras abas gráficas.

Fig. D.10 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico das DTTs.

Fig. D.11 – Janela de relatório da medição: aba para

seleção dos componentes harmônicos.

A aba dos gráficos das DITs de cada fase são exibidas na

Fig. D.12. Seleciona-se a fase

que se deseja analisar e se clica no botão “Atualizar Gráfico”. Serão atualizados os gráficos

dos componentes harmônicos escolhidos. Cada ponto equivale ao resultado de um intervalo.

Notar que a metodologia do sistema salva o pior caso do intervalo.

129

As mesmas observações feitas para o gráfico de DTTs podem ser utilizadas aqui. Uma outra

opção de análise está na

Fig. D.13, na aba do Gráfico do Espectro X, onde há um gráfico de

barras com os componentes harmônicos (previamente escolhidos) das três fases (ao mesmo

tempo). No caso, a exibição é para o espectro de um determinado intervalo. Pode-se habilitar

o modo “Slide” de forma que o gráfico vai mudando de intervalo e apresenta seu espectro a

cada “n” segundos (valor ajustável).

Fig. D.12 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico

dos componentes harmônicos durante a medição.

Fig. D.13 – Janela de relatório da medição: aba do gráfico de barras

dos componentes harmônicos das fases em determinado intervalo.

A última aba é a da Planilha, na

Fig. D.14. A planilha apresenta todos os intervalos da

medição, informando sua data e horário de início, assim como todos os outros dados. Há

também uma planilha que informa a ocorrência de VTCDs e interrupções. São informados a

130

data e horário de início, o tempo de duração e outros dados, como as fases atingidas. Esta aba

apresenta o botão “Salvar” que gera um arquivo de relatório com os dados contidos nas duas

planilhas, além dos dados gerais que aparecem na aba “Geral”. A

Fig. D.15 exibe a parte

inicial do arquivo gerado; a

Fig. D.16 mostra a parte final do arquivo, com informações de

VTCDs, interrupções e outros dados gerais (DRP, DRC, PstD95%, etc.).

Fig. D.14 – Janela de relatório da medição: aba da

planilha com os resultados de cada intervalo.

Fig. D.15 – Parte inicial do arquivo de relatório gerado com dados da medição.

131

Fig. D.16 – Parte final do arquivo de relatório gerado com dados da medição.

132

Apêndice E – Diagramas dos Circuitos do Medidor

Este apêndice apresenta os diagramas elétricos dos circuitos que compõem o medidor.

Como salientado, o medidor se divide em duas placas: placa fonte e placa principal. Por

apresentar um circuito grande, a placa principal teve seu circuito subdivido em vários

diagramas com circuitos menores, sendo a divisão feita em função da funcionalidade de cada

um. A placa fonte, por ser mais simples, foi projetada com apenas um diagrama de circuito.

A elaboração e a divisão dos diagramas de circuitos foram feitas em um aplicativo de

desenvolvimento e projeto de diagramas de circuitos e placas de circuito impresso. No fim do

desenvolvimento, os arquivos digitais das placas são enviados a uma fábrica, que realiza a

produção.

Os diagramas dos circuitos são apresentados a seguir na seguinte ordem:

•

Diagrama de União dos circuitos da Placa Principal (Fig. E.1);

•

Diagrama do Circuito de Conversão A/D (Fig. E.2);

•

Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 1/4 (Fig. E.3);

•

Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 2/4 (Fig. E.4);

•

Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 3/4 (Fig. E.5);

•

Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 4/4 (Fig. E.6);

•

Diagrama do Circuito de Memória – Cartão SD (Fig. E.7);

•

Diagrama do Circuito de Comunicação (Fig. E.8);

•

Diagrama do Circuito de Adequação e de Filtragem – Parte 1/2 (Fig. E.9);

•

Diagrama do Circuito de Adequação e de Filtragem – Parte 2/2 (Fig. E.10);

•

Diagrama do Circuito da Placa Fonte – Parte 1/2 (Fig. E.11);

•

Diagrama do Circuito da Placa Fonte – Parte 2/2 (Fig. E.12);

133

Fig. E.1 – Diagrama de União dos circuitos da Placa Principal.

134

Fig. E.2 – Diagrama do Circuito de Conversão A/D.

135

Fig. E.3 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 1/4.

136

Fig. E.4 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 2/4.

137

Fig. E.5 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 3/4.

138

Fig. E.6 – Diagrama do Circuito dos Microcontroladores – Parte 4/4.

139

Fig. E.7 – Diagrama do Circuito da Memória – Cartão SD.

140

Fig. E.8 – Diagrama do Circuito de Comunicação.

141

Fig. E.9 – Diagrama do Circuito de Adequação e de Filtragem – Parte 1/2.

142

Fig. E.10 – Diagrama do Circuito de Adequação e de Filtragem – Parte 2/2.

143

Fig. E.11 – Diagrama do Circuito da Placa Fonte – Parte 1/2.

144

Fig. E.12 – Diagrama do Circuito da Placa Fonte – Parte 2/2.

145

Glossário

Aliasing Fenômeno, segundo o Teorema da Amostragem, no qual ocorre a

sobreposição da repetição do espectro de um sinal amostrado. A condição

para sua ocorrência é de que a banda de frequência do sinal amostrado

apresente frequências superiores à metade da frequência de amostragem.

Anti-aliasing Procedimento de filtragem que elimina os efeitos do aliasing.

Buck Topologia popular de circuito eletrônico “abaixador” de tensão.

Butterworth Tipo de filtro com atenuação monotônica e reposta aproximadamente plana

na banda de passagem.

Center tap Ponto de conexão no secundário de transformadores no qual se tem acesso à

metade do enrolamento e da tensão dos terminais principais.

dB Decibel.

dsPIC33 Microcontrolador desenvolvido pela Microchip voltado para o

processamento de sinais. Apresenta o hardware convencional dos

microcontroladores RISC unido a um hardware voltado ao processamento de

sinal similar aos existentes nos DSPs.

EEPROM Electrically-Erasable Programmable Read-Only Memory, um tipo de

memória não-volátil que permite ser escrita/apagada.

Flash Tipo de tecnologia de memória não-volátil do tipo EEPROM usado em

cartões de memória à memória de programa de microcontroladores.

Flicker Cintilação luminosa, é um fenômeno associado aos efeitos da flutuação de

tensão sobre os sistemas de iluminação.

Hardware Parte física do circuito.

Harvard Tipo de arquitetura de microprocessadores que tem barramentos de dados e

programa separados.

Li-Ion Lithium Íon ou Lítio Íon, que é uma tecnologia de bateria recarregável

baseada em Lítio.

Mainframe Computador de grande porte utilizado para processamento de grandes

quantidades de dados. Termo usado no passado para tais computadores e em

desuso atualmente.

MIPS Milhão de Instruções Por Segundo.

146

NiCd Nickel Cadmium ou Níquel Cádmio, que é uma tecnologia de bateria

recarregável baseada em Níquel.

NiMH Nickel Metal Hydride ou Hidreto de Níquel Metal, que é uma tecnologia de

bateria recarregável baseada em Níquel.

Offset No circuito adequador, refere-se à soma de um valor de tensão CC ao sinal

CA reduzido de forma que o mesmo torne-se CC. De forma mais geral, é a

soma de um valor a outro valor (que pode ser variável ou não).

On-line Processamento de determinado evento feito em paralelo com sua ocorrência

(em tempo real); algo sempre ativo.

pu (ou p.u.) Por Unidade, “unidade” adimensional usada na normalização de

valores de tensão ou corrente em função de uma dada referência.

Quadriband Tecnologia de telefonia móvel que permite trabalhar em um conjunto de

quatro bandas de frequência.

Rede de BT Rede de Baixa Tensão (tensões inferiores a 1kV).

Ripple No caso da banda passante dos filtros é um fenômeno no qual a banda não é

plana, mas sim “ondulada”. No caso mais geral, é uma ondulação observada

em sinais.

RISC Reduced Instruction Set Computer: processadores e microcontroladores

desenvolvidos para trabalhar com um conjunto pequeno de instruções, de

forma a tornar a frequência de execução mais rápida.

Sallen-Key Topologia (tipo) de filtro Butterworth.

Script Nome genérico associado a linguagens de programação executadas no

interior de programas e/ou de outras linguagens de programação. As

linguagens de script são linguagens interpretadas.

Simulink Ambiente de simulação do MATLAB.

Wavelet Função de filtragem (Transformada) capaz de decompor e descrever outras

funções no domínio da frequência, de forma a permitir analisar estas funções

em diferentes escalas de frequência e de tempo. Suas capacidades as tornam

ferramentas poderosas para a análise de sinais e compressão de dados.

Top-off Uma etapa do procedimento de recarga das bateria baseadas em Níquel no

qual sua carga nominal é ultrapassada.

Trickle Etapa posterior ao top-off no qual pulsos periódicos de baixo valor de

corrente são realizados para manter a carga da bateria.

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