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CENTRO FEDERAL DE EDUCAÇÃO TECNOLÓGICA DO PARANÁ
Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica e Informática Industrial
TESE
Apresentada ao CEFET-PR
para obtenção do título de
DOUTOR EM CIÊNCIAS
por
BERTOLDO SCHNEIDER JR.
ESTUDO TEÓRICO-PRÁTICO DE PARÂMETROS TÉCNICOS E
FISIOLÓGICOS UTILIZADOS EM ELETROCIRURGIA, VISANDO A
OTIMIZAÇÃO DO DESENVOLVIMENTO E PERFORMANCE DE UM
BISTURI ELETRÔNICO
Banca Examinadora
Presidente e Orientador:
Prof. Dr. PAULO JOSÉ ABATTI, CEFET-PR
Examinadores:
Prof. Dr. SÉRGIO S. MÜHLEN, UNICAMP
Prof. Dr. VOLDI C. ZAMBENEDETTI, LACTEC-UFPR
Prof. Dr. ÁLVARO LUIZ STELLE, CEFET-PR
Prof. Dr. PEDRO MIGUEL GEWEHR, CEFET-PR
Curitiba, 17 de dezembro de 2004
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Livros Grátis
http://www.livrosgratis.com.br
Milhares de livros grátis para download.
Ficha catalográfica elaborada pela Biblioteca do CEFET-PR – Unidade Curitiba
S358e Schneider Jr., Bertoldo
Estudo teórico-prático e parâmetros técnicos e fisiológicos utilizados em eletro-
cirurgia, visando a otimização do desenvolvimento e performance de um bisturi
eletrônico / Bertoldo Schneider Jr. . – Curitiba : [s.n.], 2004.
xix, 229 p. : il. ; 30 cm
Orientador : Prof. Dr. Paulo José Abatti
Tese (Doutorado) – CEFET-PR. Programa de Pós-Graduação em Engenharia
Elétrica e Informática Industrial. Curitiba, 2004.
Bibliografia : p. 223-29
1. Eletrocirurgia. 2. Instrumentos e aparelhos odontológicos – Controle de
qualidade. 3. Eletrônica médica. 4. Transformadores. 5. Queimaduras químicas. 6.
Engenharia biomédica. I. Abatti, Paulo José, orient. II. Centro Federal de Educação
Tecnológica do Paraná. Curso de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Infor-
mática Industrial. III. Título.
CDD : 610.28
CDU : 615.47
ii
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Bertoldo Schneider Jr
“E
STUDO
T
EÓRICO
-
PRÁTICO DE
P
ARÂMETROS
T
ÉCNICOS E
F
ISIOLÓGICOS UTILIZADOS EM
E
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,
VISANDO A
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B
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E
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”
Tese apresentada ao Programa de Pós-
Graduação em Engenharia Elétrica e
Informática Industrial do Centro Federal de
Educação Tecnológica do Paraná como
requisito essencial para a obtenção do título de
"Doutor em Ciências", D.Sc., Área de
Concentração: Engenharia Biomédica.
Orientador:
Prof. Dr. Paulo José Abatti, CEFET-PR
Banca:
Prof. Dr. Sérgio S. Mühlen, UNICAMP
Dr. Voldi C. Zambenedetti, LACTEC-UFPR
Prof. Dr. Álvaro Luiz Stelle, CEFET-PR
Prof. Dr. Pedro Miguel Gewehr, CEFET-PR
Curitiba
2004
iii
AGRADECIMENTOS
Ao professor Paulo José Abatti, pela orientação e exemplo científico que representa.
Aos colegas Sidarta Beltramim, Luis van den Berg, André Régis Monteiro, Thomas
Christian Hogan, Marcos Santos Hara, Sérgio Francisco Pichorim, Raul J. F. de Oliveira e Paulo
J. A. e outros cujos nomes me falham, pelas contribuições técnicas e pela amizade. A Carlos
Eduardo F. Magnani, por seu modo não convencional de pensar sobre as descargas elétricas. Ao
meu irmão Fábio Kurt Schneider, pelo suporte logístico, técnico e pessoal, pela amizade e
camaradagem intelectual. Aos estagiários Eduardo José Gusso, André Melo Pesqueira, Eros,
Alexandre Perussi, pela ajuda. Ao Prof. Miraldo Matuichuk pela assessoria nos assuntos de
mecânica e pela amizade. A Carlos E. F. do Amaral, pelas contribuições técnicas e exemplo de
conduta para outros alunos. À empresa Natél Representações Ltda., pela gentileza da obtenção
dos núcleos de ferrite requisitados e à empresa SISMATEC Ltda, que bancou os primeiros passos
deste empreendimento.
À Julio Verne, que primeiro me mostrou o quanto a ciência era divertida, a Arthur Clarke
que me pôs definitivamente no caminho e à Confraria dos Escritores de Ficção Científica,
encabeçada pelo escritor, poeta e amigo André Carneiro que, juntamente com suas inteligências
multifacetadas, alimentaram-me a alma enquanto o resto enfrentava esta empreitada.
Aos meus Pais, Bertoldo Paulo Kurt Schneider (1940-2004) e Idalina Conceição
Schneider, cujos sacrifícios ao longo de muitos anos me equiparam com a mais brilhante das
luzes, o estudo. Ainda a eles e, especialmente, à minha sogra, René Becker, por trazer alegria às
minhas gêmeas, propiciando-me logística e tempo para me dedicar a este trabalho.
Ao Professor Wolfgang Vollmann, da TFH de Berlin, pela ajuda e aprofundamento da
minha visão do mundo das medidas. Ao amigo Yuri da Luz, por me relembrar, a cada
oportunidade, o sentido da existência.
Finalmente, o mais importante, a minha mulher, Elaine, pelo incentivo e por suportar o
sacrifício necessário ao empreendimento de milhares de horas de trabalho necessário e,
principalmente, as minhas filhas, as gêmeas Victória e Nicole, por existirem e por, a todo
instante, exaltarem alvoroçadas e exultantes este fato.
"O conhecido é finito, o desconhecido é infinito; Intelectualmente, situamo-nos numa ilhota
no meio de um ilimitável oceano de inexplicabilidade. Nosso negócio a cada geração é
resgatar um pouco mais de terra."
Thomas Henry Huxley (1825,1895), O Bulldog de Darwin, naturalista.
iv
Homenagem Póstuma
Bertoldo Paulo Kurt Schneider, 63, agricultor, cerealista, comerciante e amigo de muita,
muita gente. Meu Pai.
Faleceu de problemas do coração decorrentes da falência do sistema renal.
Fui visitá-lo em Camboriú, dia 15 de maio de 2004, sábado, porque ele estava mal e só
cheguei em tempo de vê-lo morrer na UTI. Jamais imaginei que alguém pudesse fazer
isso com tanta paz e dignidade.
Fiquei triste por ele, claro, que não vai mais gozar das alegrias que essa vida dá, mas
não consigo evitar o sentimento de que ele está tranqüilo em algum lugar, orgulhando-
se do trabalho bem feito... Com seu chimarrão numa cadeira de balanço...
sorriso nos lábios... E isso me conforta: Saber que viveu bem...
Foi em paz com todos, em alegria com a vida...
sem deixar de dizer ou ouvir o que precisava ou queria...
Falando por mim, ele sempre foi um dos Homens que eu mais admirei
Um amigo meu, o Musta, disse algo sobre ele que gostei:
"todos os homens morrem, mas apenas alguns vivem de verdade..."
Que eu saiba, ele realizou todos seus sonhos e já cedo na vida pôde sentir esta
realização, sorte que poucos podem dizer que terão ou tiveram...
Propiciou aos cinco filhos educação de nível superior
Incutiu ética, distinção, conduta, honestidade, hombridade, coragem e força
a todos que o souberam conhecer.
Acho que não chegou a saber que estava para morrer...tão cedo.
O destino o poupou deste último enfrentamento
e da dor de abandonar todos que amava e que o amavam.
Não deixou últimas palavras, como convém a um gigante.
Era um Homem rústico, sem estudo formal
e por isso mesmo foi sempre um Homem de atos
sempre ensinou aos outros pelos atos
e soube fazer isso também na morte
O modo de se morrer também importa... importou para mim.
Vai com Deus, pai! Bertoldo Schneider Jr. 2004.
v
AVISO GERAL
Sobre Direitos Reprográficos
O autor concede licença parcial de reprodução deste trabalho. Qualquer parte do trabalho,
incluindo textos, figuras, tabelas, resultados e anexos, EXCETO o ANEXO A, pode ser
reproduzida e utilizada para fins científicos ou educacionais, desde que tenha a fonte
devidamente citada. O ANEXO A não pode ser copiado,
por nenhum meio, sem permissão
expressa da empresa SISMATEC Ltda, de Curitiba, a qual pertencem os direitos dos
diagramas esquemáticos relativos ao equipamento eletrocirúrgico abordado neste trabalho.
vi
SUMÁRIO
TÍTULO i
FOLHA DE ROSTO iii
AGRADECIMENTOS iv
HOMENAGEM PÓSTUMA v
AVISO GERAL vi
SUMÁRIO vii
LISTA DE ILUSTRAÇÕES xi
LISTA DE TABELAS xv
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS xvi
RESUMO xvii
ABSTRACT xix
1 CAPÍTULO 1
INTRODUÇÃO
1
1.1 HISTÓRICO 1
1.2 OBJETIVO GERAL 2
1.3 JUSTIFICATIVA 3
1.4 CONTRIBUIÇÃO DO TRABALHO 4
1.5 ESTRUTURA DO TRABALHO 4
2 CAPÍTULO 2
O EQUIPAMENTO ELETROCIRÚRGICO
7
2.1 REVISÃO DO CONHECIMENTO 7
2.1.1 HISTÓRICO DA ELETROCIRURGIA 7
2.2 ELETROCIRURGIA 10
2.2.1 FAÍSCAS E ARCOS 11
2.2.2 ELETRODOS 16
2.2.3 NÍVEIS DE POTÊNCIA 19
2.2.4 PROBLEMAS EM ELETROCIRURGIA. 21
2.3 PRÁTICA ELETROCIRÚRGICA 24
2.4 OUTROS TIPOS DE BISTURIS E APLICAÇÕES 29
2.5 CONCLUSÃO 29
vii
3 CAPÍTULO 3
EQUIPAMENTO ELETROCIRÚRGICO DESENVOLVIDO
31
3.1 INTRODUÇÃO 31
3.2 CARACTERÍSTICAS DO EQUIPAMENTO DESENVOLVIDO 31
3.2.1 INTERFACE COM USUÁRIO 32
3.2.2 SISTEMA DE REGULAÇÃO DE POTÊNCIA 33
3.2.3 LIMITES DA REGULAÇÃO DE POTÊNCIA 36
3.2.4 CIRCUITOS DETECTORES 38
3.2.5 ARQUITETURA GERAL 40
3.3 RESULTADOS 43
3.4 CONCLUSÕES 44
4 CAPÍTULO 4
TRANSFORMADORES
45
4.1 INTRODUÇÃO 45
4.2 TRANSFORMADOR IDEAL 46
4.3 O TRANSFORMADOR REAL 48
4.4 TRANSFORMADOR DE REFERÊNCIA 50
4.5 MODELOS DE TRANSFORMADORES: 52
4.5.1 MODELO T CLÁSSICO 53
4.5.2 MODELO T COM CAPACITOR DE SAÍDA (C2) 55
4.5.3 MODELO DELTA-ESTRELA PROPOSTO 57
4.5.4 O MODELO T DE MAGNETIZAÇÃO E PERDAS 63
4.5.5 MODELO GAMA ( G) DO TRANSFORMADOR 65
4.6 METODOLOGIA DO LEVANTAMENTO DE PARÂMETROS 68
4.6.1 MEDIÇÃO DE IMPEDÂNCIAS 68
4.6.2 MEDIÇÃO DO FATOR DE ACOPLAMENTO 73
4.6.3 FIO LITZ E EFEITO PELICULAR (SKIN EFFECT) 73
4.7 RESULTADOS 75
4.7.1 MODELOS DOS TRANSFORMADORES 75
4.7.2 RESULTADOS DOS MODELOS. 75
4.7.3 CAPACITÂNCIA DE SAÍDA 79
4.7.4 CONCLUSÕES 80
viii
5 CAPÍTULO 5
CIRCUITOS DE SAÍDAS DE EQUIPAMENTOS ELETROCIRÚRGICOS
83
5.1 INTRODUÇÃO 83
5.2 SAÍDAS CHAVEADAS 84
5.3 SAÍDA SENOIDAL EM REGIÃO ATIVA 94
5.3.1 DISSIPAÇÃO TÉRMICA 98
5.4 RESULTADOS 101
5.5 CONCLUSÕES 102
6 CAPÍTULO 6
FAÍSCAS
105
6.1 INTRODUÇÃO ÀS DESCARGAS NOS GASES 105
6.2 PROCESSO DE IONIZAÇÃO DOS GASES 107
6.2.1 IONIZAÇÃO PRIMÁRIA OU POR CHOQUE ELETRÔNICO 109
6.2.2 ABSORÇÃO ELETRÔNICA OU RECOMBINAÇÃO 109
6.2.3 EXCITAÇÃO 109
6.2.4 FOTOIONIZAÇÃO 110
6.2.5 IONIZAÇÃO TOWNSEND E STREAMER, 110
6.3 ESPECTRO DOS COMPONENTES DA FAÍSCA 114
6.4 FAÍSCA ELETROCIRÚRGICA 116
6.4.1 ESTUDO DA FAÍSCA DE CORTE SOBRE CHUCHU. 117
6.5 RESULTADOS 119
6.5.1 ASSIMETRIA DEVIDA À DIFERENÇA DE GEOMETRIA 119
6.5.2 ASSIMETRIA CAUSADA PELA FAISCÂNCIA 121
6.5.3 ASSIMETRIAS EM CORRENTE E EM TENSÃO 127
6.5.4 ELETRODOS IGUAIS 128
6.5.5 ELETROESTIMULAÇÃO POR CARGA RESIDUAL 129
6.5.6 DESSECAÇÃO EM CHUCHU 130
6.5.7 MODELO DO ESPAÇO ELETROCIRÚRGICO 131
6.6 CONCLUSÃO: 135
ix
7 CAPÍTULO 7
RESULTADOS
137
7.1 O EQUIPAMENTO ELETROCIRÚRGICO 137
7.1.1 TESTES DE INSPEÇÃO VISUAL 138
7.1.2 ENSAIOS ELÉTRICOS 139
7.1.3 MONITORAÇÕES EFETUADAS PELO EQUIPAMENTO 142
7.2 DISCUSSÃO E CONCLUSÕES 144
7.1.4 CONTRIBUIÇÕES INÉDITAS DESTE TRABALHO 144
7.3 TRABALHOS FUTUROS 146
8 ANEXOS 149
8.1 ANEXO A – 151
8.2 ANEXO B – 179
8.3 ANEXO C 183
8.4 ANEXO D 195
8.5 ANEXO E 199
8.6 ANEXO F 203
8.7 ANEXO G 209
8.8 ANEXO H 211
8.9 ANEXO I 213
8.10 GLOSSÁRIO 215
9 REFERÊNCIAS: 223
x
LISTA DE ILUSTRAÇÕES
Figura 2.1 Eletrodos ativo e de dispersão. 8
Figura 2.2 Detalhe do procedimento eletrocirúrgico bipolar. 11
Figura 2.3 Fotografia negativa de uma ponta de aço Afiada. 14
Figura 2.4 Esquema demonstrativo da relação entre profundidade de coagulação,
tensão de pico e forma de onda, para três sinais de mesma potência rms.
15
Figura 2.5 Caneta eletrocirúrgica com controles de corte e coagulação. 16
Figura 2.6 Tipos de eletrodos ativos. 17
Figura 2.7 Magazine de eletrodos ativos. 18
Figura 2.8 Placas do eletrodo de dispersão dos tipos simples e dupla. 19
Figura 2.9 Exemplo de queimadura causada por mau contato do eletrodo de dispersão 21
Figura 2.10 Fulguração spray, fulguração (coagulação forçada) e dessecação 26
Figura 2.11 Blend. Mistura de formas de onda de corte e de coagulação. 27
Figura 3.1 Painel do protótipo desenvolvido. 32
Figura 3.2 Diagrama representando o sistema de regulação de potência. 34
Figura 3.3 Limites da Regulação de potência. 37
Figura 3.4 Curvas típicas de potência declarada encontradas em manuais de
equipamentos eletrocirúrgicos.
38
Figura 3.5 Figura ilustrando os circuitos de detecção do tipo de placa e da impedância
do paciente durante a aplicação.
39
Figura 3.6 Diagrama em blocos do equipamento eletrocirúrgico. 42
Figura 3.7 Gráfico relacionando a potência AJUSTADA no painel do equipamento e
a potência medida, para dois valores diferentes de carga.
43
Figura 3.8 Gráfico relacionando as potências declarada e medida. 44
Figura 4.1 Transformador ideal. 46
Figura 4.2 Equivalente monoparâmetro do transformador ideal. 47
Figura 4.3 Transformador real representando perdas. 49
Figura 4.4 Curva das impedâncias e as principais freqüências de ressonâncias de um
transformador real.
50
Figura 4.5 Comportamento do transformador de referência. 51
xi
Figura 4.6 Modelo T para baixas freqüências. 53
Figura 4.7 Modelo T com capacitância de saída C2 55
Figura 4.8 Formas de ondas da equação (4.7). 56
Figura 4.9 Comparação dos resultados obtidos com o modelo T. 56
Figura 4.10 Modelo T-indutivo-pi-capacitivo para transformadores. 58
Figura 4.11 A malha T da figura (a) é transformada numa malha π equivalente. 58
Figura 4.12 Impedâncias do modelo π 58
Figura 4.13 Comparação entre o módulo predito teoricamente pelo modelo delta-
estrela (linha traço-ponto) e os valores medidos (pontos).
61
Figura 4.14 Modelo genérico de quadripólo representando um transformador real. 62
Figura 4.15 Curva representando o módulo da impedância de entrada do transformador
para o modelo genérico delta-estrela.
63
Figura 4.16 Modelo de magnetização e perdas. 65
Figura 4.17 Modelo simplificado GAMA. 66
Figura 4.18 Módulo e ângulo de fase da impedância equivalente do transformador. 67
Figura 4.19 Partes resistiva e reativa da impedância para modelo T clássico e modelo
de magnetização e perdas simplificado.
68
Figura 4.20 Diagrama esquemático do processo de medição da impedância através do
método adaptado dos dois voltímetros e fasímetro utilizando dois
experimentos (2V1F2E).
71
Figura 4.21 Comparação entre os métodos 2V1F1E e 2V1F2E . 72
Figura 4.22 Efeito pelicular (Skin Effect) e o efeito da proximidade. 74
Figura 4.23 Demonstração do efeito pelicular sobre o aumento da resistência intrínseca
do enrolamento de uma bobina e a diminuição da indutância da mesma.
74
Figura 4.24 Ressonância do transformador com secundário em aberto. 76
Figura 4.25 Curvas completas do transformador de referência utilizado no estudo dos
modelos.
77
Figura 4.26 Fotografia dos transformadores duplo e "Orca". 78
xii
Figura 4.27 Curvas de resposta dos módulos das impedâncias dos primários com
secundários em aberto para os dois tipos de transformadores
manufaturados para a saída do equipamento eletrocirúrgico
78
Figura 4.28 Comportamento da curva de Zpsa em função da modificação gradativa de
RL.
80
Figura 5.1 Forma de onda do sinal modulante. 85
Figura 5.2 Espectro teórico do sinal da equação (5.5) para vários índices de
modulação.
87
Figura 5.3 Saída típica de sistemas chaveados. 88
Figura 5.4 Espectro da potência distribuída em freqüência do sinal fotografado da
Figura 5.3.
88
Figura 5.5 Espectro do sinal de coagulação 50% PWM com portadora quadrada. 89
Figura 5.6 Saída tradicional com transistores em paralelo para divisão de corrente. 89
Figura 5.7 Filtro típico necessário em saídas chaveadas. 90
Figura 5.8 Diagrama esquemático da saída chaveada com controle PWM 91
Figura 5.9 Diagrama esquemático do Circuito de teste da saída senoidal. 95
Figura 5.10 Comportamento do Transistor bipolar de potência MJL3281A. 96
Figura 5.11 Problema da segunda ruptura. 97
Figura 5.12 Potências máximas entregues pelo circuito de saída em relação à
freqüência de operação e aos valores das cargas.
98
Figura 5.13 Equivalente elétrico para circuito térmico completo. 99
Figura 5.14 Potência instantânea útil sobre um transistor funcionando como
amplificador classe B.
100
Figura 5.15 Variação relativa da resistência térmica dissipador-ambiente em função da
velocidade da ventilação forçada.
101
Figura 5.16 Sistema de dissipação forçada. 102
Figura 5.17 Curvas de aquecimento do sistema de dissipação em condições de potência
máxima.
102
Figura 5.18 Forma de onda senoidal de corte sobre uma carga simulada (chuchu). 103
Figura 5.19 Espectro da saída senoidal do circuito desenvolvido. 103
xiii
Figura 6.1 Tipos de descargas em gases: corona, em penacho e a faísca. 106
Figura 6.2 Geração de elétrons livres através de colisões elétron-átomo. 108
Figura 6.3 Representação instantânea do processo Streamer de ionização. 113
Figura 6.4 Figura de Paschen modificada mostrando qualitativamente o
comportamento das descargas em função da corrente e da tensão.
115
Figura 6.5 Curva de Paschen 116
Figura 6.6 Experimento com chuchu para estudo da faísca do corte. 118
Figura 6.7 Representação dos caminhos das faíscas. 120
Figura 6.8 Assimetria entre as tensões necessárias para iniciar a faísca entre eletrodos
de materiais iguais e geometrias diferentes e uma placa plana.
121
Figura 6.9 Figura representando a metodologia de medição das tensões relacionados
com as faíscas chuchu-eletrodo e eletrodo-chuchu.
122
Figura 6.10 Diferença entre as tensões de deflagração da faísca entre um eletrodo
esférico de aço e o chuchu.
123
Figura 6.11 Tensão e corrente amostradas durante experimento de corte com faiscância
em chuchu.
124
Figura 6.12 Forma de onda da potência entregue à carga (chuchu). Sinal derivado do
produto entre os módulos dos sinais de corrente e tensão medidos.
124
Figura 6.13 Gráfico da corrente de corte versus a tensão sobre chuchu. 126
Figura 6.14 Espectros normalizados da tensão, corrente e potência de corte sobre
chuchu
126
Figura 6.15 Ciclos de tensão e corrente medidos na presença e na ausência do
capacitor de saída normativo.
127
Figura 6.16 Resposta tensão versus corrente da faiscância entre eletrodos de iguais
material e geometria.
128
Figura 6.17 Curva de descarga da carga residual pós-faiscância do capacitor de saída 129
Figura 6.18 Potência instantânea relativa à descarga da carga residual 130
Figura 6.19 Sinal amostrado da dessecação sobre chuchu. 131
Figura 6.20 Espectro de potência da dessecação (fo=273 kHz, passos de 54,6 kHz). 131
Figura 6.21 Modelo do espaço eletrocirúrgico. 132
xiv
Figura 6.22 Pontos amostrados e curva de simulação à vazio do modelo do espaço
eletrocirúrgico.
133
Figura 6.23 Comparação entre a simulação do modelo para o caso da dessecação e os
pontos medidos.
134
Figura 6.24 Comparação entre a simulação do modelo para eletrocirurgia com
faiscância e os pontos medidos de faiscância sobre chuchu.
134
Figura 7.1 Incisões num pedaço de carne suína. 140
Figura 7.2 Característica Tensão x Corrente da faiscância sobre chuchu com etrodo
ativo de cobre.
148
Figura 7.3 Característica Tensão x Corrente para faiscância entre dois eletrodos de
cobre (um engastado em chuchu).
148
xv
LISTA DE TABELAS
Tabela 2.1 Resumo das aplicações comuns de eletro-cirurgia. Adaptado do manual
do FORCE2 (VALLEYLAB, 1991).
20
Tabela 5.1 Tabela das principais características dos Equipamentos eletrocirúrgicos
de alta potência do mercado.
93
Tabela 5.2 Eficiência energética de equipamentos de saída chaveada. 94
xvi
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS
ABNT Associação Brasileira de Normas Técnicas
ADC (Analogic to Digital Converter) Conversor analógico-digital. Conversor que
transforma um sinal analógico em um sinal digital
Adim. Adimensional. Usado nas equações que não têm unidade dimensional.
CA Corrente alternada. Diz-se dos circuitos e parâmetros elétricos quando as
freqüências não são nulas.
CC Corrente contínua. Diz-se de qualquer parâmetro elétrico quando a freqüência é
nula.
DAC (Digital to Analogic Converter) Conversos Digital-Analógico, transforma uma
seqüência de palavras digitais em um sinal analógico.
ESU (ElectroSurgical Unit.) Unidade eletrocirúrgica.
IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor). Transistores bipolares com porta isolada no
lugar da base tradicional.
MOS-FET Transistores de efeito de campo com tecnologia MOS (Metal Oxide-
Semiconductor)
N
.
A
.- nota do autor
Vp tensão de pico em volts, representada por Vp
V
rms
(root mean square) Tensão eficaz (ou média quadrática). É o valor da tensão
contínua que entregaria a mesma potência ao sistema sob ação de uma forma de
onda periódica qualquer de tensão.
∫
=
T
0
2
2
ef
dt.)t(v
T
1
V
VCA Amplificador com ganho controlado por tensão.
xvii
RESUMO
O objetivo deste trabalho é apresentar os principais aspectos técnicos envolvidos na
fabricação de um equipamento eletrocirúrgico que possa ser certificado conforme as normas
brasileiras vigentes e da faísca característica envolvida na eletrocirurgia. Os aspectos gerais não
inéditos de engenharia e instrumentação biomédica não serão aqui abordados, limitando-se a
apresentar os diagramas esquemáticos no anexo A. Neste sentido, são apresentados os detalhes de
um sistema inédito de regulação de potência ativa de saída do equipamento, um estudo
comparativo dos amplificadores de potência e os métodos teóricos e práticos utilizados para
projetar o transformador de saída. Além disso, é apresentado o estudo teórico-prático das faíscas
eletrocirúrgicas, incluindo-se o desenvolvimento de um modelo inédito para o espaço faiscante,
mostrando que devido às características elétricas das faíscas, as mesmas são conflitantes com
alguns aspectos normativos e estão relacionadas a queimaduras eletroquímicas e a
eletroestimulação indesejáveis.
xviii
ABSTRACT
The aim of this work is to present both the main technical aspects involved in the
development of an electrosurgical unit, that can be certifyed in accordance with the effective
Brazilian norms and a study about the electrosurgical sparks. General aspects of engineering and
biomedical instrumentation, considered common or not relevant, will not be discussed here, but
presented in the schematical diagrams in the appendix A. Thus, an innovative active output
power regulation system, a comparative study between class B and pulse width modulation power
outputs amplifiers and theoretical and practical methods, used to design and assemble the high
frequency output power transformer are presented in details. In addition, the theoretic-practical
study of the eletrosurgical sparking is presented, including the development of an inedited model
for the sparking space, showing that due the electric characteristics of the sparks, the same ones
are conflicting with some normative aspects and are related to the electrochemical DC burnings
and the undesirable electrostimulation.
xix
xx
1
CAPÍTULO 1
1 INTRODUÇÃO
1.1
HISTÓRICO
Conforme WHITE (1981), 65% dos produtos médico-hospitalares apresentam risco
médio ou elevado à saúde de seus usuários. Nos EUA, até 1990, 44% dos acidentes com
pacientes eram causados em conseqüência das deficiências de qualidade do produto médico
hospitalar, sendo 80% destes produtos equipamentos médico-hospitalares. Até 1986, 10.000
acidentes por ano, com produtos médico-hospitalares, eram registrados, dos quais, 1.000 com
resultados fatais (FALCÃO, 1997). Pode-se inferir daí, que em 10% das vezes que um
equipamento falha os resultados são fatais.
No início dos anos 90, o Ministério da Saúde iniciou um trabalho visando regularizar a
certificação de conformidade a regulamentos (documentos normativos de caráter
compulsório, definidos pelo INMETRO) e Normas Técnicas (Documentos consensuais,
produzidas voluntariamente, de acordo com as disposições do CONMETRO) de
equipamentos médicos procurando melhorar a qualidade destes no Brasil. Esta certificação foi
concebida inicialmente para produtos com elevados requisitos de segurança e qualidade, tais
como os da indústria bélica, naval, aeronáutica e nuclear e posteriormente para outros
segmentos, tais como saúde, proteção ambiental, energia e comunicações (INMETRO, 1992).
Em 1990, a International for Standardization Organization, ISO, e a International
Eletrotechnical Commission, IEC, declararam após uma pesquisa que entre os 10 mais
importantes itens recomendados para normatização, 5 se referiam ao setor de saúde (ISO/IEC,
1990). Durante a década de 90 e início do século XXI, no Brasil, pouco avanço se notou no
que se refere a equipamentos eletrocirúrgicos, exceto o progresso em normatização e a
preocupação dos fabricantes em estarem adequados às normas, visando a consecução da
certificação de seus produtos.
No caso de equipamentos eletrocirúrgicos (bisturis elétricos), as normas brasileiras
estão especificadas e valendo desde 30 de dezembro de 1994 (NBR IEC 60601-1/1994, 1994;
IEC 60601-1/1988, 1988). O Ministério da Saúde tornou compulsória a certificação de
equipamentos eletromédicos através da Portaria número 2043 de 12 de dezembro de 1994.
2
Regras mais específicas do sistema de certificação foram definidas na portaria 2662 de 22 de
dezembro de 1995, reeditada em 1997 como Portaria 155 (27/02/97). A certificação determina
basicamente que os equipamentos eletromédicos estejam de acordo com a NBR-IEC 601-1
(conhecida por Norma Geral dos Equipamentos Eletromédicos) e os equipamentos
eletrocirúrgicos especificamente à NBR-IEC 601-2-2, válida a partir de junho de 1998, no que
se refere à segurança elétrica, mecânica e de radiações (CEI/IEC 60601-2-2/1991, 1991; NBR
IEC 60601-2-2/1998, 1998).
Um prazo, já expirado na década de 90, foi dado para que as indústrias deste tipo de
equipamentos no Brasil adequassem seus equipamentos à norma vigente e os certificassem.
Ainda antes que o prazo terminasse, FALCÃO (1997) estudou 4 equipamentos
eletrocirúrgicos muito utilizados no Brasil e constatou que nenhum deles era adequado às
exigências das normas.
Assim, fica evidenciada a necessidade de se desenvolver um equipamento
eletrocirúrgico, preferencialmente com tecnologia nacional, que atenda as prescrições das
normas vigentes. No caso específico desses equipamentos, no entanto, as soluções
tecnológicas possíveis apontam para o uso de componentes eletroeletrônicos no limiar de suas
especificações técnicas. Isto indica que o seu projeto requer cuidados especiais, muitas vezes
exigindo que estudos comparativos entre as tecnologias disponíveis sejam efetuados, para que
se possa escolher a melhor solução possível. Além disso, é sabido que muitos dos parâmetros
técnicos utilizados nos projetos de equipamentos eletrocirúrgicos, que são hoje objetos de
normatização, foram estabelecidos empiricamente (GEDDES, SILVA & DEWITT, 1977).
Desta forma, fica também caracterizada a importância de se estudar alguns aspectos do
processo eletrocirúrgico, de maneira a se estabelecer suas bases científicas.
1.2 OBJETIVO GERAL
Um equipamento de eletrocirurgia foi completamente desenvolvido (pelos autores
deste trabalho, com o auxílio de dois alunos graduandos), com o intuito de ser certificado
conforme as normas brasileiras vigentes, e testado para que pudesse servir de referência para
estudos de aspectos eletrocirúrgicos. A maioria dos aspectos gerais de engenharia e
instrumentação não será aqui apresentada, limitando-se a apresentar os diagramas
esquemáticos completos no anexo A. Entretanto, alguns desses aspectos que forneçam alguma
3
dificuldade técnica, que contenham elementos de inovação ou que possam contribuir de
algum modo para as áreas de desenvolvimento e instrumentação serão abordados em detalhes,
por serem genuínas colaborações para a área de desenvolvimento. São os casos do estudo do
transformador de saída de equipamentos eletrocirúrgicos, dos procedimentos de medição de
transformadores, que utilizam equipamentos eletrônicos ordinários, do estudo dos tipos de
saída de potência destes equipamentos e seus problemas e do sistema inédito de regulação de
potência útil utilizado. Um resumo histórico e apresentação dos principais problemas
eletrocirúrgicos se justificam pelo fato deste trabalho ser o primeiro de uma série visando a
elucidação destes e o aumento do conhecimento dos processos eletrocirúrgicos e da qualidade
de equipamentos de eletrocirurgia.
Além dos assuntos relacionados acima, o objetivo científico principal deste trabalho é o
estudo das faíscas eletrocirúrgicas, onde se discute os parâmetros elétricos relacionados e se
apresenta um modelo inédito para o espaço faiscante. A fonte de queimaduras eletrocirúrgicas
por componentes DC também é discutida.
1.3 JUSTIFICATIVA
O processo de corte/coagulação pode ser potencialmente danoso ao paciente. Muito se
tem escrito a respeito dos perigos inerentes à eletrocirurgia. Os perigos mais comuns são as
queimaduras e a eletroestimulação. As queimaduras eletrocirúrgicas podem ser causadas por
caminhos alternativos acidentais da corrente de alta freqüência, por mau contato nos
conectores da placa de retorno do paciente (WEBSTER, 1988). Queimaduras em corrente
contínua (DC Burns), mesmo para baixas correntes e tensões, que ocorrem
eletroquimicamente na interface eletrodo-pele, também já foram objetos de estudos
detalhados (LEEMING et al., 1970). Na eletroestimulação, músculos e nervos podem ser
estimulados com componentes de baixa freqüência da corrente. Outros perigos inerentes a
esta tecnologia são a possibilidade da ignição de gases e produtos inflamáveis e a
interferência em radiofreqüência em outros equipamentos.
Muitos destes problemas podem ser minimizados pelo projeto criterioso destes
equipamentos, incluindo-se especificação das características dos componentes a serem
utilizados. Além disto, o estudo do processo eletrocirúrgico pode esclarecer alguns dos
problemas encontrados no uso destes equipamentos.
4
1.4
1.5
CONTRIBUIÇÃO DO TRABALHO
Espera-se, com este trabalho, fornecer indícios cientificamente embasados que
clarifiquem algumas das questões que permanecem pendentes sobre equipamentos
eletrocirúrgicos. Para tanto, apresentar-se-á, entre outras contribuições: a comparação entre a
eficiência total do equipamento desenvolvido com saída senoidal e equipamentos comerciais
com saídas chaveadas; comparação entre saídas chaveadas, moduladas por largura de pulso, e
as saídas moduladas na região ativa (classe B Push-Pull) quanto à eficiência, problemas
térmicos e espectro do sinal; a explicação para a geração de sinais que provocam a
eletroestimulação e a queimadura DC (freqüência nula) indesejáveis; o levantamento dos
espectros de freqüências de corte e coagulação; os parâmetros elétricos e critérios necessários
para um sistema regulador da potência ativa entregue ao paciente capaz de satisfazer a norma
brasileira; indicativos da potência elétrica e outros parâmetros mínimos relacionados,
necessários para a realização da cirurgia e suas relações com a carbonização desnecessária e
indicações sobre a importância dos parâmetros elétricos para a formação da faísca e o estudo
desta, visando a formulação de um modelo do espaço faiscante.
Quanto ao desenvolvimento do equipamento eletrocirúrgico em si, o baixo custo e o
uso do mínimo de componentes muito específicos ou monopolizados foi uma diretriz de
projeto e colabora muito contra a “utilização indiscriminada de tecnologias médicas e a
escalada dos custos dos sistemas de saúde” (GERMAN STRATEGY, 1996). Desta forma,
procurou-se utilizar, no desenvolvimento do equipamento, componentes de baixo custo
disponibilizados no mercado por mais do que um fabricante.
Em resumo, espera-se, com os resultados obtidos, apresentar para a indústria as bases
para construção de um equipamento de tecnologia totalmente nacional capaz de ser
certificado pelos padrões brasileiros e internacionais.
ESTRUTURA DO TRABALHO
Os capítulos serão aqui apresentados separados por assuntos. Cada capítulo que
contiver novas colaborações terá os resultados e conclusões parciais referentes aos assuntos
abordados. As impedâncias estão representadas na forma polar, no formato M/ang
o
, onde M é
5
o módulo e ang o ângulo em graus da impedância. Os nomes das normas brasileiras sofreram
uma recente mudança, com abrangência retroativa, quando se adicionou dois dígitos
numéricos ao nome da norma. Deste modo, embora se tenha usado normas da época anterior à
mudança da nomenclatura, usar-se-á a nova nomenclatura neste trabalho (exemplo: a NBR
601-1 de 1997 passa a ser a NBR 60601-1/1997).
Assim, neste capítulo 1, apresentou-se a introdução geral ao problema dos
equipamentos eletrocirúrgicos, os objetivos gerais e específicos.
No capítulo 2, apresenta-se um sucinto histórico da eletrocirurgia, destacando
argumentos que justificam a carência de base científica relacionada aos parâmetros da
eletrocirurgia e a necessidade de melhorar esta base de modo a otimizar as técnicas de
eletrocirurgia. Noções teóricas básicas sobre as técnicas e equipamentos de eletrocirurgia
também são apresentadas.
O capítulo 3 contém um resumo do funcionamento do equipamento eletrocirúrgico
desenvolvido, na forma de diagrama de blocos funcionais. Diagramas esquemáticos
eletrônicos detalhados, relacionados com este capítulo, são apresentados no anexo A.
O capítulo 4 é dedicado aos transformadores de potência e de isolação que separam o
paciente do equipamento. O funcionamento peculiar destes componentes em altas freqüências
e altas potências é abordado e alguns modelos propostos são apresentados e comparados com
modelos tradicionais e da literatura especializada.
No capítulo 5 são abordados os aspectos técnicos das saídas de potência dos bisturis
elétricos com respeito ao tipo, eficiência, vantagens e desvantagens. As saídas projetadas para
o equipamento em questão são também apresentadas juntamente com seus resultados.
No capítulo 6 os aspectos técnicos relacionados à faísca são apresentados. Argumentos
que relacionam a faísca aos efeitos eletrocirúrgicos, principalmente no que diz respeito a
queimaduras DC eletrocirúrgicas, são discutidos. A teoria de faíscas, bem como um modelo
elétrico proposto para o espaço faiscante eletrocirúrgico são apresentados. Perdas em RF e
ruídos emitidos também são abordados na forma de espectros de freqüência.
Finalmente, os resultados e conclusões gerais do trabalho, a discussão dos resultados e
propostas para trabalhos futuros são expostos no capítulo 7.
6
7
CAPÍTULO 2
2
2.1
2.1.1
O EQUIPAMENTO ELETROCIRÚRGICO
Apresenta-se neste capítulo uma revisão histórica sobre os equipamentos
eletrocirúrgicos, os bisturis eletrônicos, bem como a funcionalidade e detalhes de suas
diversas partes, ações eletrocirúrgicas e problemas envolvidos.
REVISÃO DO CONHECIMENTO
HISTÓRICO DA ELETROCIRURGIA
Eletrocirurgia é a utilização de altas intensidades de corrente elétrica, em alta
freqüência, para fazer incisões, destruir ou remover tecidos orgânicos juntamente com a
promoção de algum grau de hemóstase (ação de estancar uma hemorragia). Para tanto, a
energia é aplicada entre dois eletrodos. Um deles, chamado eletrodo ativo, possui uma ponta
relativamente fina, de modo a provocar uma grande densidade de corrente no ponto de
aplicação, provocando fenômenos térmicos localizados no tecido, causando o corte, a
coagulação ou qualquer mistura que se queira entre ambos. O outro eletrodo, chamado de
eletrodo de dispersão (neutro, passivo, de retorno, de referência ou placa do paciente), é
geralmente uma placa condutiva de grande área de contato, cuja função é estabelecer um
circuito de circulação de corrente ao mesmo tempo que faz com que a energia retorne do
paciente através de uma grande área. Nesta superfície de contato entre o eletrodo de dispersão
e o paciente, a densidade de corrente é baixa e os efeitos térmicos são praticamente nulos. A
Figura 2.1 ilustra os eletrodos e o caminho percorrido pela corrente injetada.
Esta técnica é preferida pelos cirurgiões por ser rápida, diminuindo o tempo ao qual o
paciente fica sob anestesia, evitando grandes perdas de sangue (LaCOURSE, ROTHWELL &
SELIKOWITZ, 1993a) e a transferência da infecção do tecido doente para o bom, como era
comum com bisturis de lâmina (scalpel). Conforme PEARCE (1986), até 1986 realizavam-se
no mundo mais de 12 milhões de eletrocirurgias por ano.
8
Deve-se esclarecer que a cauterização, a queima de tecido através de produto cáustico
ou temperatura, não deve ser confundida com a eletrocirurgia. Documentos escritos há mais
de 5000 anos (os papiros médicos de Edwin Smith
1
), comprovam o uso da termo-
cauterização, existindo, ainda, evidências arqueológicas neolíticas (7000 A.C. a 2500 A.C.)
desta prática (GEDDES, SILVA & DEWITT, 1977). Não são incomuns as referências ao
instrumento eletrocirúrgico ou Bisturi como cautérios ou eletrocautérios. O Eletrocautério usa
a eletricidade somente para aquecer o instrumento que causará a cauterização. Não é de fato
uma intervenção elétrica, mas térmica. De fato, um ferro de solda de 30 a 50W constitui um
efetivo dispositivo cirúrgico ainda utilizado em intervenções em animais (GEDDES, SILVA
& DEWITT, 1977).
Figura 2.1.- Eletrodos ativo (+) e de dispersão (-). No ponto de aplicação da energia, uma alta
densidade de corrente provoca os efeitos térmicos. Toda a energia sai por uma grande área de
contato não causando nenhum efeito nocivo nesta área.
A história da eletrocirurgia começa quando o inventor do galvanômetro, Jacques
Arsène d’Arsonval, descobriu, em 1891, que o corpo humano poderia suportar correntes com
freqüências superiores a 10 kHz sem grandes efeitos secundários. Em 1893, fez um
experimento onde uma corrente de radiofreqüência (500 kHz), com 3 A de intensidade,
circulava por um circuito constituído por dois voluntários humanos e uma lâmpada elétrica
(descoberta há menos de cinco anos, na época) de 100 watts, que brilhou intensamente. Os
1
Provavelmente o mais antigo documento científico da história. O documento aborda 48 casos de cirurgia
médica, 27 deles na cabeça. Aparentemente é o primeiro documento a usar o termo “neuro” tal como se usa hoje.
Seu nome se deve ao egiptólogo que o comprou em 1862 de um negociante de Luxor. Smith estava ciente da
importância do documento. Hoje se encontra na Sociedade de História de Nova York e a primeira tradução
completa só foi publicada em 1930. O original é do primeiro período do antigo império egípcio. (Breasted J.,
The Edwin Smith Surgical Papyrus, published in facsimile and hieroglyphic transliteration with translation and
commentary in two volumes. vol. 1. Chicago: University Press; 1930.p.431-53.).
9
voluntários afirmaram ter sentido somente uma sensação de aquecimento. (GEDDES, SILVA
& DEWITT, 1977).
O primeiro uso da radiofreqüência para corte e cauterização em tecido vivo foi
publicado em 1911. Em 1925, descobriu-se que uma onda senoidal de amplitude constante
(também conhecida por senóide contínua ou senóide não amortecida) era mais eficiente para
produzir o corte e que uma senóide amortecida era mais produtiva para a coagulação
(PEARCE, 1986).
Este conhecimento se propaga até os dias atuais praticamente sem nenhuma
modificação, embora já em 1929, McClean afirmasse que “a eletrocirurgia tinha atingido o
presente estágio de desenvolvimento quase que inteiramente pelo empirismo” (GEDDES,
SILVA & DEWITT, 1977). Ainda, em 1971, DUDZINSKI, PETROVE e SUTTNER
comentam: “Mais de 50 anos se passaram desde a introdução das unidades eletrocirúrgicas na
profissão médica. Durante este tempo, muitas modificações e melhoramentos foram
efetuados, tornando-as mais fáceis de operar e aumentando a segurança do paciente.
Entretanto, basicamente os princípios da eletrocirurgia permaneceram os mesmos desde sua
concepção.” Ainda, GEDDES, SILVA e DEWITT (1977) escrevem: “Neste ponto é lógico
perguntar sobre as bases científicas das técnicas eletrocirúrgicas (...) há grandes vazios no
entendimento do mecanismo do corte e da coagulação.” ... “Se é verdade que o corte é devido
à vaporização dos fluidos celulares e conseqüente explosão das células ou se é resultado do
calor no fino arco que acompanha o eletrodo, não é sabido... nem nada se sabe sobre tempo ou
calor do campo térmico que envolve os eletrodos de corte...” ... “não foi feito nenhum estudo
sistemático das variáveis que determinam quantitativamente o calor no tecido”.
Daí até 1988, WEBSTER (1988) cobre a história do desenvolvimento destes
equipamentos e confirma novamente o fato de que a maioria da base teórica para a
eletrocirurgia carece de estudos científicos quantitativos.
Nenhum trabalho relevante em teoria básica de eletrocirurgia foi publicado desde
então, deixando ainda um vasto terreno a ser desvendado. LaCOURSE, ROTHWELL e
SELIKOWITZ (1993a), num artigo de revisão histórica, resumem: “É evidente que a
eletrocirurgia está ainda em seu estágio empírico, com muito ainda a ser entendido sobre
prevenção de acidentes e o mecanismo do arco eletrocirúrgico".
10
2.2 ELETROCIRURGIA
A norma específica para equipamentos de eletrocirurgia, em seu item 2.1.101, define
uma faixa de freqüências de 300 kHz a 5 MHz (NBR IEC 60601-2-2, 1998), instituindo uma
faixa de segurança contra eletroestimulação de aproximadamente 200 kHz, pois, conforme
WEBSTER (1988), esta faixa poderia iniciar-se em 100 kHz, sem prejuízos ao paciente ou
operadores. Assim, um equipamento eletrocirúrgico geralmente opera numa freqüência fixa
acima dos especificados 300 kHz. Acima de 5 MHz, começam a aparecer problemas reativos
(capacitâncias e indutâncias parasitas) de difíceis soluções, que tornam tanto o
funcionamento quanto o projeto do sistema muito críticos.
Na eletrocirurgia, um dos eletrodos é praticamente puntiforme, o que faz com que nas
proximidades deste, quando energia está sendo aplicada ao paciente, exista uma grande
densidade de corrente, que provoca fenômenos térmicos destrutivos localizados no tecido,
além da faiscância necessária neste tipo de procedimento. Estes fenômenos, quando bem
controlados, podem auxiliar muito na cirurgia. O corte com hemóstase provocado
eletricamente é um tipo muito particular de diatermia, chamado por alguns como diatermia
cirúrgica, mas conhecido mais genericamente por eletrocirurgia. No caso comum da
diatermia, grandes eletrodos de entrada e saída provocam calor interno através da baixa
densidade de corrente sobre os tecidos. Desta forma, a eletrocirurgia abrange também
fenômenos de terapia, como por exemplo, o tratamento de câncer. Em 1976 uma corrente de
radiofreqüência (RF) de 13,56 MHz foi pela primeira vez aplicada para destruir células
cancerígenas (GEDDES, SILVA & DEWITT, 1977) pelo princípio do calor gerado no tecido
pela passagem desta corrente. Desde então, correntes com freqüências de vários MHz têm
sido usadas para este fim.
Quando a energia vai de um eletrodo ativo para um de dispersão, o procedimento é
chamado de Monopolar. Há um tipo especial de procedimento no qual a energia é entregue ao
paciente através de dois eletrodos muito próximos (o ativo e o de dispersão), geralmente
alocados na mesma caneta, como exemplificado na Figura 2.2.
Este tipo de procedimento é usado principalmente em tecidos nervosos, devido a
sensibilidade à eletricidade dos mesmos.
A eletrocirurgia bipolar é uma intervenção geralmente de baixa energia e a faixa de
resistências vai de 10 a 1000 ohms. Observa-se que o eletrodo de dispersão tipo placa não é
dispensado.
11
Figura 2.2.- Detalhe do procedimento eletrocirúrgico bipolar.
2.2.1
2.2.1.1 DESSECAÇÃO
FAÍSCAS E ARCOS
Existe geralmente alguma confusão quanto aos termos faísca e arco elétrico. O arco
elétrico é a condução elétrica contínua em gases entre dois condutores separados, tendo alta
corrente e baixa diferença de potencial (ddp) entre os extremos (JONES, 1988). Faísca (spark)
é a breve ou descontínua condução elétrica em gases entre dois condutores separados. Neste
caso, a densidade de corrente é baixa e a ddp é alta.
A faísca é o fenômeno elétrico presente tanto na INCISÃO quanto na
FULGURAÇÃO, não sendo comum na DESSECAÇÃO, que constituem os fenômenos
presentes na ações eletrocirúrgicas.
A DESSECAÇÃO é a desidratação tissular por efeitos térmicos. Na dessecação, o
eletrodo ativo deve estar em contato condutivo com o tecido (o eletrodo deve estar livre de
sujeira ou resíduos de tecidos para o bom funcionamento). No caso de contato ôhmico,
utilizando potências baixas (da ordem de 30 watts e corrente típica de 0,5 A
rms
) o tecido se
aquece e a água é evaporada.
Não há faíscas neste caso, pois o eletrodo está em contato com o tecido (não há espaço
faiscante, como na diatermia comum). O tecido fica com uma crosta de uma coloração
12
marrom clara suave. O ajuste da dessecação depende da área do eletrodo em contato com o
tecido, das características do tecido, da tensão, da densidade de corrente, do tempo de contato
com determinada área, entre outras coisas.
2.2.1.2 INCISÃO
2.2.1.3 FULGURAÇÃO
A INCISÃO eletrocirúrgica (ou CORTE) acontece quando o calor de uma faísca
entre eletrodo ativo e tecido, juntamente com o calor gerado por efeito Joule no ponto onde a
faísca entra em contato com o tecido, aquece tão rapidamente as células que elas explodem
em vapor, deixando uma cavidade no tecido. O eletrodo ativo deve preferencialmente ter um
formato afiado que torne possível também a incisão mecânica. A incisão mecânica em
conjunto com a dessecação é uma técnica muito utilizada no corte, embora a verdadeira
eletroincisão envolva somente o faiscar entre eletrodo e tecido (nota-se que é possível também
a incisão através de um fio ou lâmina quente, mesmo que nenhuma corrente passe por eles, do
laser ou até bisturis de jatos d’água). A faixa típica de corrente de corte é de 200 a 600 mA
rms
(ERBE, 1994a). No corte, a forma de onda tradicionalmente declarada como utilizada é a de
uma senóide não modulada (deve-se ressaltar que na prática isso é muito difícil de se
conseguir, pois geralmente esta “senóide” é o resultado da filtragem de um sinal proveniente
de modulações chaveadas).
A faísca ocorre somente com grandes diferenças de potenciais, tipicamente acima de
200 Vp (volts de pico). Na eletrocirurgia, quanto mais afiada a ponta, mais fácil se torna a
consecução das faíscas. Como o campo elétrico numa extremidade depende do raio de
curvatura da mesma, uma ponta afiada tem um campo muito maior e, conseqüentemente, uma
maior facilidade para ionização do ar e da faiscância (SEARS, 1980).
A FULGURAÇÃO eletrocirúrgica é uma espécie de desidratação do tecido causada
por calor gerado pelas faíscas (e não por efeito joule no tecido, como no caso da dessecação).
Neste caso, o eletrodo despeja uma chuva de pequenas centelhas sobre o tecido (WEBSTER,
13
1988). A fulguração é mais eficiente em produzir necrose, principalmente no ponto onde a
faísca “entra” no tecido. Normalmente, a fulguração necessita cinco vezes menos densidade
de corrente que a dessecação para produzir o mesmo efeito. Na fulguração, a forma de onda
tem alta tensão de pico e alto fator de crista (item 2.2.1.5).
2.2.1.4 COAGULAÇÃO
2.2.1.5
O conjunto de FULGURAÇÃO e DESSECAÇÃO é comumente conhecido por
COAGULAÇÃO, embora sejam ações causadas por processos completamente diferentes.
FATOR DE CRISTA
O FATOR DE CRISTA, FC, é definido como a razão entre o valor de tensão de pico
da onda (Vp) e seu valor médio quadrático, V
rms,
ou seja:
rms
V
Vp
FC =
[adim.] ( 2.1 )
Conforme o manual de treinamento da WEM (auto-declarada maior empresa nacional
de fabricação e comércio de equipamentos eletrocirúrgicos com mais de 50% do mercado
destes equipamentos), quanto maior o fator de crista, melhor é a onda para efetuar a
fulguração (WEM, 1993).
2.2.1.6 AS FAÍSCAS
As pequenas faíscas entre o eletrodo ativo e tecido estão relacionadas com os ciclos
positivos e negativos da onda. Como a rigidez dielétrica típica do ar (máximo valor do campo
elétrico que um material pode tolerar sem haver ruptura do isolamento) é de 3MV/m
14
(HALLIDAY e RESNICK, 1992) e um equipamento cirúrgico pode prover picos de tensão
com a saída em aberto de até 4000 V (WEBSTER, 1988), uma faísca pode ser formada com
facilidade em espaços submilimétricos.
A geometria da ponta tem grande importância para a geração da faísca. Como o campo
elétrico é diretamente proporcional ao potencial elétrico V e inversamente proporcional ao
raio da ponta (do eletrodo ativo) (R
ponta
) (SEARS, 1980), tem-se um campo elétrico tanto
maior quanto mais afiada a ponta. Quanto maior o campo elétrico, mais facilmente a rigidez
dielétrica do meio é rompida e a faísca gerada. O campo elétrico máximo (E
max
) que se pode
associar a uma ponta condutora sem que haja a ruptura da rigidez dielétrica do ar (dielectric
withstanding voltage) é o próprio valor da rigidez dielétrica do ar. Se a ponta ativa do bisturi
tem uma esfera de raio de 1 mm, tem-se uma tensão máxima correspondente de 3000V
(0,001x3000000). Isto significa que não é possível, mesmo injetando mais carga elétrica,
aumentar o potencial desta esfera sem que o ar seja ionizado e as cargas liberadas através do
mesmo. Para a ponta mostrada na Figura 2.3, cuja curvatura da ponta é estimada em 0,1 mm,
tem-se 300V como potencial máximo. Há, portanto, um compromisso entre esta curvatura e a
energia da faísca, uma vez que esta parece estar associada com a tensão.
Figura 2.3.- Fotografia negativa de uma ponta de aço bem afiada (Cutelo de aço inox
Tramontina, cada traço corresponde a 2/3 de mm, foto do autor). O raio estimado da curvatura
da ponta é de 0,1 mm.
A profundidade da coagulação nas paredes internas de um corte, ilustrada na Figura
2.4, depende da intensidade da faísca, que por sua vez, depende da diferença de potencial, i.e.,
a profundidade da coagulação depende da tensão de pico aplicada. Mas, como já comentado,
para a coagulação deve existir um duty cicle baixo, que provoca o espalhamento espacial das
faíscas e, portanto, também é dependente do fator de forma da onda. Não foram encontrados
15
trabalhos que relacionem quantitativamente a relação entre a coagulação, os volts-pico da
onda e o duty cicle da mesma.
De qualquer forma, esta relação empírica entre profundidade de coagulação e tensão
de pico aplicada tem sido utilizada largamente em eletrocirurgias nas últimas décadas. Uma
tensão não modulada com relativamente baixa intensidade é utilizada para produzir um corte
com o mínimo possível de coagulação ou necrose.
Por outro lado, uma maior ou menor modulação em amplitude a uma relativa tensão
de pico elevada é usada para produzir cortes com maior ou menor profundidade de
coagulação. Observa-se que o fator de crista (FC), definido pela equação ( 2.1 ), sintetiza a
relação empírica entre duty-cicle e amplitude da onda e que esse fator está diretamente
relacionado com a profundidade do corte. Na Figura 2.4, três formas de onda com o mesmo
valor médio quadrático (rms) são apresentadas. Imaginando-se que a tensão eficaz seja a
mesma para todos os três casos, tem-se três cortes idênticos. O que muda entre os mesmos é
que para os sinais com mais alta amplitude, tem-se uma profundidade de coagulação maior.
DC=100% DC=50% DC=25%
FC=1,414 FC=2,828 FC=5,657
Figura 2.4.- Esquema demonstrativo da relação entre profundidade de coagulação, tensão de
pico e forma de onda, para três sinais de mesma potência rms. São dados os duty cicles DC e
os fatores de crista FC.
16
2.2.2 ELETRODOS
2.2.2.1
Na patente norte-americana número 874178, de 1907, Lee De Forest, o inventor do
triodo, descreve pela primeira vez os eletrodos ativo e de dispersão (bem como uma unidade
cirúrgica teórica completa, que não foi implementada), tais como se conhecem hoje. De
Forest teve que desistir de seu empreendimento por causa da falta de interesse da comunidade
médica (GEDDES & ROEDER, 2003). Mais de vinte anos se passariam antes que idéias
semelhantes fossem inseridas na eletrocirurgia e quase um século antes que seu pioneirismo
fosse reconhecido e entrasse para a história da eletromedicina.
Os eletrodos são conhecidos, por norma, como parte aplicada, i.e., as partes que
entram em contato efetivo com o paciente. São eles o eletrodo ativo e o passivo (ou de
dispersão).
ELETRODO ATIVO
O eletrodo ativo é o que tem a função de concentrar a corrente numa pequena área.
Geralmente, os eletrodos ativos têm a aparência de uma pequena faca (como os bisturis
mecânicos). Nos equipamentos modernos estão ligados num dispositivo chamado caneta
(Figura 2.5). Os eletrodos propriamente ditos podem ser colocados em sua extremidade
conforme a necessidade ou o tipo de intervenção cirúrgica.
Cabo de Energia
e Controle
Eletrodo
Cambiável
Botões de Controle
Corte/Coagulação
CANETA
Figura 2.5.- Caneta eletrocirúrgica com controles de corte e coagulação. Os botões de controle
substituem o pedal.
17
Os eletrodos ativos podem ser de vários tipos. A Figura 2.6 apresenta os mais
clássicos, cada um para um determinado tipo de intervenção cirúrgica. O mais usado é o tipo
faca reta, muito parecido com o bisturi mecânico, usado para cortes comuns. O eletrodo bola é
usado para a dessecação e fulguração, enquanto a ponta em alça é utilizada para resseções
(extirpação) de tecidos. A pinça, principalmente a bipolar, é utilizada para o fechamento de
vasos sanguíneos.
O eletrodo de ponta tipo agulha é usado para cortes mais precisos. Na Figura 2.7 pode
ser visto também um eletrodo ativo plano, destinado à dessecação controlada de grandes áreas
de tecido. Ainda, pode-se observar na Figura 2.7 vários tamanhos de eletrodos em alça, que
estão relacionados com o tamanho do tecido a ser extirpado.
Existem ainda, eletrodos ativos que são inseridos em cateteres (ou catéteres)
especialmente fabricados para impedir queimaduras ao tecido circundante. Tanto a parte
dielétrica do cateter quanto à da caneta devem evitar a passagem de energia por acoplamentos
capacitivos para o tecido ou para a mão (ou outra parte) do operador do instrumento.
Isolamento
Engate
Elétrico
Faca Reta (knife)
Isolamento
Engate
Elétrico
Faca Curva (Curved knife)
Ponta Bola (Ball tip)
Ponta Alça (Wire Loop tip)
Opções redonda, oval, quadrada
Retas ou em curva.
Ponta Agulha (Needle tip)
Opções reta, curva, em gancho
Pinça (Forceps) Bipolar
Pinça (Forceps) Monpolar
Monopolar
Figura 2.6.- Tipos de eletrodos ativos. Nomes baseados na linha de acessórios para
eletrocirurgia da DELTRONIX S.A.
18
Figura 2.7.- Magazine de eletrodos ativos. Fotografia de folder promocional ERBE (1994).
2.2.2.2 ELETRODO DE DISPERSÃO
Os eletrodos de dispersão, como já mencionado, são também conhecidos como placa
do paciente, eletrodo neutro, passivo, de retorno, de referência. Eles são idealmente feitos de
material condutor que preferencialmente sejam adequados ou ajustáveis ao contorno do
paciente. Uma placa rígida retangular de aço inox é normalmente utilizada em contato direto
com a pele através de toalhas saturadas com solução salina ou de gel eletrolítico. Podem vir
recobertas ou não de borracha (silicone) condutiva. A placa condutora provoca um aumento
de temperatura do tecido do paciente, geralmente não grave, concentrado nas bordas.
WEBSTER (1988) estudou analiticamente este fenômeno, denominando-o de efeito das
bordas (edge effect, a densidade de corrente é maior nas bordas que no centro), que segue o
mesmo princípio físico do efeito das pontas, já mencionado (item 2.2.1.6).
As placas podem ser simples ou duplas (Figura 2.8). As placas duplas permitem que se
faça uma monitoração na qualidade do contato entre as mesmas e o paciente, diminuindo
drasticamente a possibilidade de queimaduras. Outro melhoramento são as placas auto-
adesivas que já vêm preenchidas com gel condutor.
Um outro tipo de eletrodo de dispersão é o capacitivo. Neste não existe contato
ôhmico com o paciente e uma placa condutora fica separada do mesmo por um filme
dielétrico de Mylar com menos de 75 µm de espessura. Uma grande vantagem é a maior
distribuição da densidade de corrente e, conseqüentemente, da temperatura na pele do
19
paciente. Outra vantagem é que este tipo de eletrodo dispensa interface ôhmica (gel ou
toalha) e tem, conseqüentemente, um volume menor, aumentando o conforto.
Figura 2.8.- Placas do eletrodo de dispersão dos tipos simples e dupla. A placa dupla permite
a detecção da qualidade da condutibilidade entre placa e paciente através de correntes
auxiliares.
PLACA DUPLA
PLACA SIMPLES
2.2.3 NÍVEIS DE POTÊNCIA
Os níveis de potência utilizados nos diversos tipos de cirurgia variam muito e
dependem de fatores nem sempre objetivos. Para uma mesma cirurgia, dois médicos podem
escolher técnicas diferentes de incisão. O eletrodo ativo também deve ser considerado. Um
eletrodo com ponta esférica (eletrodo bola) requer mais potência para sustentar uma faísca do
que um eletrodo fino tipo agulha, como já mencionado. A Tabela 2.1 mostra, segundo a 3M
Saúde, as potências para diversos tipos de cirurgias (VALLEYLAB, 1991):
A Resseção transuretral é um procedimento cirúrgico de alta potência requerendo
normalmente potências acima de 150W, tipicamente entre 200 e 300 watts (van SWOL et al.,
1996a). Conforme ainda o mesmo autor, “um certo limiar de potência deve ser atingido para
que a vaporização aconteça. Abaixo deste limiar ocorre somente a coagulação. Um aumento
de potência além deste limiar não traz aumentos significativos de volume vaporizado nem da
zona de coagulação". Durante a resseção transuretral, a bexiga e a uretra são preenchidos
com solução de glicina para possibilitar visibilidade e irrigação. A glicina é utilizada por ter
osmolaridade apropriada e baixa condutividade elétrica. Se a água, que é hiposmolar, fosse
utilizada, grande quantidade da mesma passaria para o tecido do paciente por osmose,
podendo provocar inclusive falha renal. Se uma solução condutiva for utilizada, muita
20
potência seria desviada por este caminho condutivo, deixando potência insuficiente para
efetuar a operação. Se água de torneira for utilizada, seria necessário um equipamento com
saída de 600W ou mais, o que não é aconselhável, pois para uma potência destas, deve-se ter
no mínimo 390 cm
2
de área real de bom contato elétrico do eletrodo passivo com o paciente, o
que é pouco prático (WEM, 1993).
Tabela 2.1.- Resumo das aplicações comuns de eletro-cirurgia. Adaptado do manual do
FORCE2 (VALLEYLAB, 1991).
BAIXA POTÊNCIA MÉDIA POTÊNCIA ALTA POTÊNCIA
< 30 W
30 W<COAG<70 W
e
30 W<CORTE<150 W
COAG >70W
e
CORTE > 150W
Neurocirurgia Cirurgia Geral Resseção transuretral
Esterilização Laparoscópica Laparotomia Cirurgia de Câncer
Vasectomia Cirurgia da cabeça e pescoço Mastectomias
Polipectomia Principais cirurgias
ortopédicas
Dermatologia Principais cirurgias
vasculares
Cirurgia Bucal Cirurgia torácica de rotina
Cirurgia Plástica
A recomendação normal é de uma placa de retorno de aproximadamente 65 cm
2
para
cada 100W de potência (GEDDES, SILVA & DEWITT, 1977), ou seja, 0,65cm
2
/W. A NFPA
(1999) é ainda mais rígida, aconselhando 1,5 cm
2
/W. O risco que o paciente corre com altas
potências deve ser o menor possível, por isto o esforço deve ser no sentido de produzir
soluções químicas apropriadas e não no sentido do aumento indiscriminado de potência de
saída dos equipamentos. A solução de irrigação (transuretral) deve, ainda, ser trocada
freqüentemente para evitar que se torne condutiva com o sal liberado das células. Relações
entre a faísca e as distâncias eletrodo-tecido, tipo de eletrodo e tipo de solução irrigante foram
apresentadas por LaCOURSE, ROTHWELL e SELIKOWITZ (1993b), com especial destaque
para o fato de soluções como glicina, água destilada e água esterilizada dificultarem a
formação das faíscas.
Embora a resseção transuretral (TUR, transurethral resection) seja uma intervenção
que utiliza elevada potência, com energia por ohm, I
2
.t, de 8,7 A
2
.s, juntamente com a
laparoscopia, que utiliza 5,6 A
2
.s, na maioria absoluta dos outros tipos de eletrocirurgia a
energia raramente ultrapassa 3,7 A
2
.s, ou seja, quase 2 A (1,924 A) aplicados ao paciente
(WEBSTER, 1988). A norma IEC 60601-2-2/1998 especifica que a potência relatada de um
21
equipamento eletrocirúrgico é a máxima potência (em alta freqüência) que pode ser entregue a
uma carga não reativa cujo valor esteja entre 50 e 2000 ohms, para intervenção monopolar
(eletrodo ativo e placa) e entre 10 e 1000 ohms para eletrodo bipolar.
Em oposição à resseção transuretral existem aplicações de baixa potência, tais como
cirurgias que utilizam eletrodos bipolares para pequenas ablações em tecidos delicados como
o cérebro. Experimentos feitos em fragmentos de tecido atrial retirados de corações frescos de
porcos mostraram que somente 15 watts durante 10 a 15 segundos são suficientes para
produzir lesões sem escaras (BERJANO et al., 1997).
2.2.4
2.2.4.1 QUEIMADURAS
PROBLEMAS EM ELETROCIRURGIA.
O processo eletrocirúrgico pode apresentar problemas tais como queimadura de
paciente, eletroestimulação neuro-muscular, ignição de gases e interferência eletromagnética:
Podem ocorrer quando o contato entre eletrodo passivo e paciente não é adequado,
gerando faíscas de contato - e conseqüentemente modulação em baixa freqüência - gerando
pontos de alta densidade de corrente entre eletrodo de retorno e a pele do paciente, conforme
ilustrado na Figura 2.9, ou quando se tem componentes contínuas presentes no circuito do
paciente (LEEMING, RAY Jr. & HOWLAND, 1970).
Figura 2.9.-Exemplo de queimadura causada por mau contato do eletrodo de dispersão (placa)
22
2.2.4.2 ELETROESTIMULAÇÃO
A eletroestimulação pode ocorrer se componentes em freqüências inferiores a 100
kHz estiverem presentes no circuito do paciente ou, menos freqüentemente, em freqüências de
até 1MHz, conforme LaCOURSE (1988), desde que haja suficiente energia para estimulação.
GEDDES, SILVA e DEWITT (1977) relatam problemas tais como fibrilação cardíaca,
convulsão epilética, espasmos musculares, provocados pela eletroestimulação.
Os músculos e nervos respondem muito pouco a estímulos em corrente alternada com
freqüências maiores que 100 kHz (WEBSTER, 1988). Conforme LaCOURSE et al. (1985),
para componentes acima de 100 kHz, o limiar de eletro-estimulação é maior, mas não
inexistente. A faiscância (ou faiscação) necessária para o corte gera ruídos que alargam
grandemente o espectro de freqüência da onda aplicada, criando sinais de altas e baixas
freqüências, nocivos ao próprio equipamento e ao pessoal que mantiver qualquer tipo de
contato ou proximidade com o mesmo. Quando o sinal de saída é modulado para se obter a
coagulação, aparecem sinais de baixas freqüências que são danosos principalmente ao
paciente e aos operadores do equipamento. Quando um sinal modulado (ou qualquer sinal que
não seja uma senóide pura) atravessa um elemento não linear, há a produção de sinais em
freqüências diferentes (incluindo as que compunham o sinal original) com componentes que
podem ficar acima e abaixo das componentes originais (NFPA, 1999). Por este motivo, entre
outras medidas, são necessários capacitores de filtro na saída, para eliminação das baixas
freqüências, entre outras medidas, evitando, assim, a eletroestimulação.
Outro problema conhecido capaz de gerar eletroestimulação indesejada é o ruído
gerado pela faísca entre metais. Quando existe mau contato entre conectores elétricos, o
centelhamento que ocorre gera ondas de baixa freqüência que podem provocar contrações
musculares e mesmo dores no paciente.
É importante lembrar que quanto maior o nível de potência, maior a possibilidade de
eletroestimulação indesejada. Quanto maior a potência, maior a freqüência do sinal que pode
causar estímulo.
23
2.2.4.3
2.2.4.4
IGNIÇÃO DE GASES
A ignição pode ocorrer quando há gases ou produtos inflamáveis no ambiente de
cirurgia (e.g., ar rico em oxigênio), sendo a faísca necessária ao corte o elemento ignitor.
INTERFERÊNCIA ELÉTRICA
A interferência elétrica é um problema intrínseco deste tipo de instrumentação, pois o
ruído inerente destes equipamentos pode interferir com outros equipamentos ou dispositivos
(e.g., marcapassos), alterar o desempenho de bombas de infusão e provocar alarmes falsos em
aparelhos próximos (WEBSTER, 1988). Num futuro próximo, uma vez que a normatização
sobre interferência de equipamentos médicos já é válida desde 2002, este problema deverá
receber atenção especial e os fabricantes terão de adequar seus produtos às novas normas.
GEDDES, SILVA e DEWITT (1977) arrematam: “Se todas as dificuldades
identificadas (acima) não são suficientes para atrair a atenção para a necessidade da pesquisa
em técnicas eletrocirúrgicas, considere que (...) instrumentos eletrocirúrgicos são
transmissores que irradiam energia considerável. Eles operam nas faixas padrão de navegação
e transmissão de ondas curtas e (...) têm espectro que alcança até 30 MHz. Radiação de tal
energia não pode ser tolerável por muito mais tempo. (...) os níveis de radiação devem ser
reduzidos. Muitas possibilidades não atrativas existem: (a) redução da potência e
conseqüentemente da eficácia; (b) uso de salas eletrocirúrgicas com blindagens (alto custo), e
(c), o uso de instrumentos eficientes mas com pouca irradiação ou freqüência nas faixas de
13,56 ou 27,12 MHz, reservadas para uso industrial e médico”. E GEDDES, SILVA e
DEWITT (1977) dizem ainda: “A legislação não pode, sozinha, criar segurança ou
equipamentos eletrocirúrgicos mais eficientes. Existe, assim, uma óbvia e urgente necessidade
por pesquisa de base para descobrir (...) o que é necessário para otimizar o corte e/ou a
coagulação.”.
Ressalta-se que o único problema insolúvel para equipamentos faiscantes é o da
ignição. Quando o ambiente precisa ter uma composição explosiva, equipamentos faiscantes
(ou mesmo o de feixe de argônio) não podem ser utilizados. Mesmo o laser pode gerar
ignição através das chamas que pode gerar nos tecidos sob sua ação. Nestes casos, o bisturi de
lâmina d’água, sônico ou mesmo o bisturi mecânico devem ser então adotados.
24
2.3 PRÁTICA ELETROCIRÚRGICA
Até o início da década de 80, utilizavam-se geradores valvulados que produziam
oscilações em altas tensões não moduladas para produzir o corte puro. A modulação em
amplitude era feita utilizando-se circuitos com spark-gaps (deflagradores ou centelhadores,
análogos às velas de um automóvel), que misturavam as ondas, gerando um sinal apropriado
para corte com coagulação. Desde 1970, constroem-se equipamentos com dispositivos em
estado sólido. A diferença é que, neste último, a qualidade do corte e profundidade de
coagulação são determinados pelo ajuste do grau de modulação e da amplitude de uma onda
de altas freqüência e potência e não mais pela simples mistura de duas ondas. Mesmo não
havendo mais esta mistura, ainda se usam os termos Mix e Blend para denotar estes ajustes. A
corrente de corte e a impedância vista do eletrodo ativo variam em função das flutuações na
profundidade de corte, razão ou velocidade de corte e heterogeneidade do tecido. Deve ser
levado em conta ainda a qualidade condutiva da ponta do eletrodo ativo. É comum em
cirurgias este estilete metálico ficar coberto por uma crosta de tecido carbonizado,
dificultando assim a operação normal do equipamento (ERBE, 1994a).
Para uma boa coagulação, é preciso que somente a parte do tecido estritamente
necessária seja aquecida. Uma temperatura de aproximadamente 70 °C deve ser atingida e
cuidados especiais devem ser tomados para que esta temperatura seja aplicada somente à parte
do tecido que se quer coagular, não devendo danificar tecido adjacente. Observa-se que
diferentes temperaturas têm efeitos diferenciados sobre os tecidos (ERBE, 1994a):
a) 40 °C não causam nenhum dano significativo;
b) acima de 40 °C existe dano reversível, dependendo do tempo de exposição;
c) os danos são irreversíveis acima de 49 °C (desnaturação do tecido);
d) a cerca de 70 graus acontece a coagulação (o colágeno é convertido em glucose);
e) acima de aproximadamente 100 °C acontece a transição para vapor da água intra e
extra-celular (o tecido rapidamente se desseca, a glucose tem um efeito adesivo após a
dessecação) e
f) acima de aproximadamente 200 °C acontece a carbonização ou queimadura patológica
do quarto grau.
25
Assim, a temperatura deve ser mantida acima de 50 °C (ponto de desnaturação do
tecido) e abaixo de 70 °C (ponto de coagulação). Fora destes extremos tem-se problemas tais
como coágulo de glucose desidratada e carbonização (ERBE, 1994). Existe ainda o conceito
de vaporização, quando parte do tecido é removido durante o corte. A quantidade de tecido
vaporizado (a temperatura deve estar acima dos 100 ºC e, portanto, a energia entregue deve
estar acima de um limiar suficiente para tanto) depende da energia aplicada, i.e., depende da
potência e do tempo em que ela atua em cada ponto do tecido (velocidade de translação do
eletrodo ativo) (van SWOL, 1996).
Na coagulação soft
2
pura (dessecação) não se deve ultrapassar o limite de 200 Vp para
não gerar faísca e, possivelmente, carbonização, enquanto que na coagulação pura forçada
(fulguração) existem faíscas propositais de modo a se conseguir uma coagulação mais
profunda do que a soft (ERBE, 1994)
3
. Neste caso, usam-se eletrodos pequenos e finos. O
risco de carbonização deve ser tolerado aqui. Neste modo deve-se ter uma tensão de pico
suficientemente grande para produzir as faíscas desejadas mas com valor eficaz (rms)
relativamente pequeno para evitar efeitos de corte durante a coagulação. A coagulação
forçada é recomendada nos casos em que se usa um eletrodo pequeno ou fino e se quer uma
coagulação relativamente profunda. É o caso, por exemplo, da remoção de tecidos através da
uretra com muito fluido orgânico local ou de limpeza (resseção transuretral). O terceiro tipo
de coagulação é a coagulação spray
4
(ERBE, 1994). Neste caso, faíscas são deliberadamente
produzidas de modo a migrarem para o tecido em forma de uma ducha com alto grau de
dispersão (o caminho das faíscas em direção ao tecido é um cone com grande ângulo da
geratriz) e o eletrodo não entra em contato ôhmico com o tecido. Na Figura 2.10 estão
ilustradas as formas de onda relacionadas a cada um dos tipos de coagulação citados, bem
como a aparência de suas faíscas.
Na dessecação, a forma de onda pode ser diferente, contanto que persista o contato
ôhmico sem faiscância.
No corte, a vaporização do conteúdo celular lança íons na região onde a faísca está
sendo formada, auxiliando a faiscância.
Uma vez que a energia aplicada no corte tem uma forma de onda repetitiva (não
modulada), a faísca é restabelecida, no mesmo lugar, a cada ciclo positivo e negativo da onda.
2
Soft, pura e forçada são vocabulários exclusivos do fabricante ERBE.
3
Parâmetros declarados pelo fabricante ERBE e adotados teoricamente pela maioria dos outros fabricantes.
Neste trabalho estes limites serão investigados.
26
Enquanto o líquido celular se vaporiza em 100
o
C, as proteínas e lipídios precisam de
temperaturas próximas a 500
o
C para vaporizar (ERBE, 1994a).
Dessecação
Fulguração
Spray
Eletrodo Ativo
em contato
com o tecido
(a)
(b)
(c)
Figura 2.10.- Fulguração spray (a), fulguração (coagulação forçada) (b) e dessecação (c) com
suas respectivas formas de onda e aparências das faíscas, quando existirem.
A coagulação - embora as formas de onda dos fabricantes não sejam as mesmas - tem
uma característica comum que é o baixo duty cicle. Muitas vezes, um mistura (blend) entre
estas ações é desejada, tendo como função o corte e coagulação simultâneos. Na Figura 2.11
pode-se ver um blend deste tipo. A forma repetitiva (não modulada) é responsável pelo corte,
enquanto que a forma de baixo duty cycle executa a coagulação. Esta forma de onda não é tão
eficiente para corte quanto a onda alternada não modulada, nem tão eficiente para coagulação
quanto a onda alternada modulada em on/off (alto fator de crista, ver Figura 2.10), mas é
desejável quando se quer cortar uma área ricamente vascularizada, onde o controle da
hemorragia é importante.
Ainda, do ponto de vista de um cirurgião, os aspectos de coagulação são altamente
subjetivos. Como a coagulação é o conjunto de duas técnicas completamente diferentes de se
conseguir a hemóstase, cada médico pode ter uma expectativa da coagulação relacionada com
qualquer nível que pode ir desde a dessecação pura até a fulguração pura, passando por todas
as composições e misturas entre as mesmas.
4
Spray, idem. Também é fulguração com o diferencial da área atingida pela chuva de faíscas ser maior.
27
t [s]
010x10
-6
20x10
-6
30x10
-6
40x10
-6
50x10
-
6
Amplitude [V]
-3
-2
-1
0
1
2
3
Figura 2.11.- Blend. Mistura de formas de onda de corte e de coagulação para obter estes
efeitos simultaneamente.
Numa onda sem modulação, as faíscas são estabelecidas a cada ciclo da onda
praticamente no mesmo lugar, por causa do caminho de ar ionizado. Na coagulação, as
centelhas acontecem em bursts (trens de pulsos intercalados por um período relativamente
grande de ausência dos mesmos), o que causa a dissipação do caminho ionizado e
conseqüentemente uma chuva randômica de centelhas. Deste modo, nenhuma área chega a ter
temperaturas tão elevadas quanto às do corte, causando poucos danos destrutivos às células.
As características das faíscas formadas nas ondas discutidas foram comprovadas por filmes de
alta velocidade por PEARCE et al. (1980).
Excetuando-se raros trabalhos na área, pouco se tem contribuído no campo teórico
para possibilitar escolhas e otimização de níveis de potência ou formas de onda. A
experimentação produziu a maior parte das formas de onda atualmente utilizadas. De fato, “o
empirismo tem sido a regra para a maioria dos desenvolvimentos nesta área.” (WEBSTER,
1988). Entretanto, alguns trabalhos têm colaborado com modelos que permitem conhecer algo
sobre as pontas dos eletrodos e as formas de onda utilizadas. Por exemplo, VOGLER e
MYLREA (1978) demonstram que o fator de crista não tem importância na coagulação em si,
somente na técnica de coagulação por fulguração. Embora o estudo tenha sido feito com
eletrodos finos cilíndricos, pode-se extrapolar que para eletrodos tipo faca, com maior área de
“contato” com o tecido e, portanto, com maior carga em série, é requerida uma potência
comparativamente maior, o que torna o corte mais destrutivo em relação àquele realizado com
eletrodo fino e cilíndrico. Esta destruição também depende do tempo ao qual o tecido é
28
exposto à temperatura. Num corte lento, há mais tempo para o tecido se aquecer e,
conseqüentemente, maior é o dano térmico causado.
Como mencionado anteriormente, a primeira geração de equipamentos de
eletrocirurgia utilizava os centelhadores ou deflagradores (spark-gaps) para gerarem as
formas de onda necessárias à coagulação. Além destes componentes - caros se comparados
com as soluções atuais - necessitarem de inspeção periódica, geralmente precisavam de
freqüente reposição. A não linearidade e a variabilidade geravam harmônicos indesejáveis que
interferiam com equipamentos próximos, especialmente equipamentos de monitoração
cardíaca e foi justamente deste sinal ruidoso de alto fator de crista, alto risco de carbonização,
gerados pelos centelhadores antigos, que muitos médicos, especialmente os urologistas que
empregavam níveis superiores de potência durante operações transuretrais, formaram suas
referências sobre dispositivos de eletrocirurgia (WEBSTER, 1988). Esta avaliação subjetiva
atrapalhou por algumas décadas a inserção de novas tecnologias no mercado.
Os equipamentos modernos utilizam componentes em estado sólido, muitas vezes
microprocessados. Os primeiros transistores de potência em alta freqüência impuseram
limitações quanto ao valor da tensão de pico de saída e conseqüentemente também ao fator de
crista. Para obter a corrente necessária na saída, os transistores eram alocados em bancos
paralelos (e muitas vezes série-paralelos) na saída. Esta arquitetura tem uma séria
desvantagem. Quando um transistor falha, os outros sofrem pelo aumento causado de carga.
Isto é particularmente crítico, pois alguns cirurgiões costumam fazer testes a vazio com o
equipamento. Se este procedimento durar muito, os transistores de saída, submetidos à
máxima tensão de saída, podem vir a queimar. Neste contexto, muitos circuitos de proteção
foram desenvolvidos. Além disso, os transistores bipolares evoluíram e, mais recentemente,
surgiram transistores de efeito de campo capazes de executar esta tarefa. Estas evoluções
permitiram que se atingissem tensões de 9000 Vpp (volts pico a pico) com fatores de crista
de até 13.
Quanto às filosofias de controle de saída, WEBSTER (1988) comenta sobre duas
atualmente utilizadas. Na primeira, as variações de uma tensão DC não regulada de entrada
são compensadas por um microprocessador que altera a largura dos pulsos (PWM, modulação
por largura de pulso) de comando (porta ou base) do circuito gerador-oscilador, de modo a
manter constante a potência RF de saída. No segundo caso, o controle é efetuado também por
PWM, com a diferença de que ambos sinais, corrente e tensão sobre a carga sofrem
sensoriamento. O produto da tensão e da corrente de saída sob sensoriamento, com a adição
de um laço de realimentação para correção de potência, controlam a saída do equipamento
29
(WEBSTER, 1988). A saída é controlada geralmente através do ajuste de largura de pulsos,
ciclo-a-ciclo, do sinal que excita os amplificadores de potência, podendo estar polarizados nos
estados chaveados ou em classe C com controle PWM (WEBSTER, 1988). Isto significa que
as saídas não são senoidais, possuindo um espectro largo de freqüências, o que compromete
os estudos empíricos efetuados no que diz respeito às formas de onda e seus efeitos.
2.4
2.5 CONCLUSÃO
OUTROS TIPOS DE BISTURIS E APLICAÇÕES
O Coagulador de Argônio usa o gás argônio para criar um caminho elétrico para a
energia. De fato, no coagulador de argônio o gás é usado para criar o eletrodo ativo, sendo
mais usado para a coagulação e não para efetuar o corte. Há ainda o bisturi a laser, onde o
feixe de laser transfere energia térmica para a água dos tecidos causando os mesmos efeitos de
corte e coagulação, com diferenças pouco importantes. No caso dos bisturis ultra-sônicos, a
energia transferida é de natureza mecânica (vibracional). Por último, está o bisturi à água.
Este usa o mesmo princípio das serras de água capazes de cortar polegadas de aço: um
êmbolo de grande área força a passagem da água interna por um orifício relativamente
pequeno, criando um feixe de água de altíssimas velocidade e energia (dentro dos primeiros
centímetros de trajetória).
Nos últimos 60 anos os avanços encontrados na área eletrocirúrgica foram quase que
puramente tecnológicos e normativos. Dispositivos à vácuo (válvulas eletrônicas) foram
substituídos por dispositivos semicondutores, arquiteturas discretas por arquiteturas
microprocessadas, centelhadores substituídos por osciladores eletrônicos, a segurança do
paciente foi aumentada por especificações de isolamento e de circuitos auxiliares. Embora
estes avanços tenham contribuído com o custo, segurança e confiabilidade dos dispositivos
eletrocirúrgicos, é importante não confundir tecnologia com ciência. A maioria das dúvidas
científicas sobre eletrocirurgia tem mais de 50 anos de idade e este trabalho visa resolver uma
30
pequena parcela delas, fornecer diretivas para a solução de outras e propor algumas
discussões básicas sobre o assunto. Quanto ao aspecto tecnológico, este trabalho apresenta
algumas inovações na forma de circuitos de controle, de projeto de saídas de potência classe
B e do estudo de transformadores de potência para altas freqüências.
31
CAPÍTULO 3
3 O EQUIPAMENTO ELETROCIRÚRGICO DESENVOLVIDO
1
Para a consecução dos estudos da faísca eletrocirúrgica, foi desenvolvido um
equipamento eletrocirúrgico completo, de acordo com as normas brasileiras vigentes e com
saída senoidal pura, mais adequada ao estudo da faísca. Somente as características gerais do
equipamento e partes que contenham inovações são descritas.
3.1 INTRODUÇÃO
Neste capítulo, são descritas as características gerais importantes e inovações na área
de instrumentação e controle, comparando-as com equipamentos tradicionais, quando for o
caso. Algumas das inovações são: uma saída de potência senoidal não chaveada e um sistema
exclusivo de regulação da potência aplicada ao paciente. Circuitos detectores e de
realimentação são capazes de manter uma relativa estabilidade funcional do sistema e são
apresentados em forma de diagrama em blocos.
3.2 CARACTERÍSTICAS DO EQUIPAMENTO DESENVOLVIDO
As características propostas são as de um equipamento baseado em eletrônica digital e
analógica, com processamento discreto, usando componentes baratos e fáceis de serem
obtidos, capaz de entregar uma potência ativa regulada de até 150W, que contivesse todos os
sistemas de segurança exigidos pelas normas brasileiras (NBR60601-1/1994 e NBR 60601-2-
2/1998) e com saída puramente senoidal, para possibilitar o adequado estudo de faíscas
eletrocirúrgicas e uma análise comparativa com as saídas chaveadas.
1
A empresa SISMATEC, Indústria e Comércio de Equipamentos Hospitalares, e o SEBRAE financiaram o
início da desenvolvimento do equipamento eletrocirúrgico. Dentro da empresa, a denominação do modelo é
SHARK.
32
3.2.1 INTERFACE COM USUÁRIO
A Figura 3.1 mostra o painel do protótipo desenvolvido. Na esquerda, canto superior,
vê-se as indicações de alarme para falta de energia, maus contatos nas placas simples e dupla.
Abaixo, à esquerda as indicações de alimentação e de prontidão do equipamento. Em ready
on, a saída está pronta para entregar energia ao paciente. A saída fica desabilitada quando está
no estado ready off, para evitar acidentes indesejáveis, ou logo após um curto circuito ser
detectado pelos sensores do equipamento. Na parte central, vê-se os displays de potência
ajustada para a coagulação (COAG) e para o corte (CUT), com seus respectivos botões de
ajuste up/down, vistos em forma de gota (a ponta aponta o sentido: incremento ou
decremento). Cada vez que são pressionados, a potência aumenta (ou diminui) de uma
unidade. Se pressionados por mais de dois segundos, o incremento aumenta de velocidade.
Três níveis de blend podem ainda ser escolhidos de modo direto através dos botões do
painel. Observa-se que as cores amarela e azul são obrigatórias.
No centro, na vertical, vê-se os botões de seleção entre os modos de funcionamento,
cut para modo de corte, coag para modo de coagulação e mais três níveis de mistura (blend)
entre estas duas ações. Abaixo, as indicações do tipo de placa e do modo monopolar estão
sinalizadas. À direta ficam as indicações do modo bipolar de operação.
Figura 3.1.- Painel do protótipo desenvolvido. Os botões relacionados com o corte estão na
cor amarela e os relacionados com a coagulação em azul.
33
3.2.2 SISTEMA DE REGULAÇÃO DE POTÊNCIA
A potência ajustada declarada em watts não pode variar mais do que a norma
especifica (NBR-IEC-60601-2-2/1998). É neste item que se encontram as maiores
discrepâncias nos equipamentos atualmente vendidos e utilizados pelo sistema de saúde do
Brasil [FALCÃO, 1997].
O núcleo básico do equipamento eletrocirúrgico desenvolvido é um circuito regulador
de potência ativa (watt). Uma vez que a norma exige que a potência entregue em watts
apresente um erro menor que 10% ou 5 W, o que for menor, em relação à potência ajustada,
torna-se essencial a incorporação de um sistema capaz de entregar a potência ajustada de
maneira independente das flutuações das impedâncias da carga (o tecido sob intervenção
cirúrgica, neste caso). Dependendo de uma série de fatores, tais quais o tipo do eletrodo,
velocidade do corte ou coagulação, quantidade de tecido imobilizado no eletrodo (material
orgânico carbonizado que adere ao eletrodo), tipo do tecido, irrigação do tecido, entre outros,
a impedância pode variar enormemente e de fato pode flutuar rapidamente. O equipamento
deve estar preparado para regular a potência entregue, i.e., entregar a potência ajustada seja
qual for o valor da carga (dentro da faixa entre 50 a 2000 ohms, conforme norma NBR IEC
60601-2-2 (1998).
A Figura 3.2 apresenta o diagrama em blocos do sistema de controle de potência do
equipamento desenvolvido. Um oscilador gera uma senóide de freqüência ajustável entre 300
e 400 kHz (V
osc
) que sofre uma pré-amplificação de potência em função do valor de ajuste
escolhido pelo operador (A
a
.K
pré
.V
osc
), onde K
pré
é a constante do circuito do pré-amplificador
e A
a
é o ganho inserido relacionado com a potência ajustada no painel (que se deseja
entregar). Este sinal é amplificado pelo amplificador de potência por um ganho y (explicado
adiante) e uma tensão Vo que vale y.A
a
.K
pré
.V
osc
é entregue ao paciente. Uma amostra da
corrente (Is) é retirada do laço de saída que fica em série com o paciente, através de
acoplamento magnético, tomando-se os cuidados necessários para não alterar o circuito do
paciente e nem sofrer interferência do mesmo.
Ainda na Figura 3.2, quatro referências de terra são apresentadas: a referência
flutuante ligada ao paciente (símbolo de um traço horizontal grosso), usada para aumentar a
segurança elétrica do paciente contra contatos com superfícies energizadas; a referência
flutuante da etapa de potência (símbolo de triângulo) usada para segurança do paciente, dos
operadores e do próprio equipamento (qualquer contato inadvertido com outra parte do
34
equipamento não causa choque ou curtos destrutivos); a referência do circuito de controle do
equipamento (representada pelo símbolo de três barras oblíquas), ligado (por norma) ao terra
verdadeiro da rede elétrica (representado pelo símbolo dos três traços horizontais).
Figura 3.2.- Diagrama representando o sistema de regulação de potência. A figura mostra
ainda as quatro referências presentes no equipamento, a da rede, a da parte eletrônica de
controle, a do paciente e a do amplificador de potência.
Vosc.
Pré-amplificador
Kpré.Aa.Vosc
Ajuste de
Potência
Aa
Is=Ks.Io
Potência p/
paciente
Io
Sinais
Limitador e
Condicionador
da saída
Saída de
Potência
Acoplamento
Ma
g
nético
Monitoração
Acoplamento
Opto-magnético
Amplificador de
Potência
Vo=y.Kpré.Aa.Vosc
Detetor de
Fase
Saída=K2.Is
Amplificador
Diferencial (A1)
Is=A1.K2.Is
DAC, saída=
y=A2/(A1.K2.Is)
ADC
Reciprocador (A2)
Processamento
Discreto
127/
220V
Fonte
Todo este sistema está desacoplado magneticamente do paciente através de
transformadores toroidais. Alguns sinais secundários, tais como os sinais que propiciam a
detecção do tipo de placa, monitoração do contato paciente/eletrodo-passivo, entre outros,
estão desacoplados eletricamente do paciente através de acopladores ópticos.
A corrente Io na carga quase sempre está defasada da tensão (principalmente devido
ao transformador e reatâncias de filtro) de referência utilizada (Vo) e seu uso é útil somente
para o controle da potência aparente (VA). A partir da amostra Is, um circuito é utilizado para
detectar parte desta corrente que está em fase com a tensão de referência, o Vo de saída. É
possível demonstrar que o valor em fase é o valor amostrado multiplicado por uma constante
do circuito detector de fase, K
2
.Is, onde K
2
é a constante do circuito detector de fase e do
transformador toroidal de amostragem analógica. Compensações podem ser necessárias
devido às reatâncias existentes entre a corrente no paciente e o circuito detector de fase. A
35
corrente em fase, K
2
.Is, é então amplificada (A
1
.K
2
.Is), onde A
1
é o ganho do amplificador
diferencial (a amostra Is é muito pequena, daí a necessidade de um amplificador diferencial de
alto ganho) da Figura 3.2. Um circuito digital processa então o recíproco deste valor e o
amplifica em função de uma ganho A
2
, relacionado às constantes do circuito digital conversor
analógico e reciprocador (que utiliza um conversor analógico/digital (ADC) e um circuito de
processamento discreto baseado em circuitos programáveis tipo EPROM). Na etapa digital as
constantes de circuito são mais fáceis de se manipular e, neste caso, podem ser tratadas (para
fins de calibração), se necessário. O amplificador de potência foi projetado para que sua saída
fosse igual à entrada multiplicada pelo sinal em sua porta de controle, y, que vale
(A
2
/(A
1
.K
2
.Is). A saída do amplificador de potência vale, então:
,
Is.K
V.K
Vo
2
oscccto
=
[V] ( 3.1)
onde K
ccto
é dado por:
1
apré2
ccto
A
A.K.A
K = .
[Adim] ( 3.2)
Assim, a potência em watts, P, é a tensão entregue (Vo) multiplicada pela corrente em fase
(K2.Is), ou seja:
Is.K.VoP
2
=
[W] ( 3.3)
Substituindo-se ( 3.1) em ( 3.3) obtém-se finalmente:
Vosc.KP
ccto
=
[W] (3.4)
Deste modo, pode-se regular a potência atuando-se sobre um único parâmetro de ganho do
amplificador de potência (K
ccto
), que por sua vez é alterado pela corrente através do paciente e
do processamento e reciprocação digitais dos sinais discretos. Desta forma, a corrente é
amostrada constantemente e uma resposta automática é estabelecida instantaneamente,
aumentando ou diminuindo a tensão aplicada de acordo com a modificação da corrente
(relacionada à modificação da resistência do tecido sob intervenção cirúrgica), mantendo
constante o produto entre estes dois parâmetros (a potência ativa).
Os sistemas de regulação tradicionais monitoram o produto Vo.Io e o usam para
realimentar os estágios de saída usando microprocessadores ou ajustes diretos dos
amplificadores de potência de saída (ERBE, 1994; VALLEYLAB, 1991). Nos dois casos, o
controle é feito através do ajuste de largura de pulsos nos amplificadores de potência de saída.
O presente trabalho usa amplificadores bipolares classe B (Push-Pull) fornecendo saída
senoidal.
36
Embora a potência seja regulada, existem limites que não devem ser ultrapassados,
quer sejam por imposições de projeto (limites de componentes), quer sejam por efeitos
nocivos fisiológicos e/ou elétricos.
3.2.3 LIMITES DA REGULAÇÃO DE POTÊNCIA
A Figura 3.3 ilustra os limites da regulação de potência do bisturi. A superfície foi
gerada levando-se em consideração uma potência de 300 W. A tensão de pico aplicada varia
de 200 a 500 Vp. Tensões acima dos 200 Vp propiciam a geração da faísca e tensões acima
dos 500 Vp podem causar carbonização (ERBE, 1994a). Este limite pode ser bem superior
(WEBSTER, 1988), desde que o operador tome os cuidados necessários. A resistência varia
de 50 a 2000 ohms, conforme a faixa de aplicação estabelecida por norma (NBR 60601-2-
2/1998) para este tipo de equipamento. A corrente através da carga (simulando o paciente) foi
limitada arbitrariamente em 2 A (não se encontrou nenhum estudo quanto a máxima corrente
eletrocirúrgica que pode atravessar o paciente).
Nota-se na figura um platô onde nenhuma condição limitante é ultrapassada e a
potência então é regulada em toda esta região. Obviamente, com a redução da potência
entregue a região de potência regulada será maior. O mesmo acontecendo para tensões
superiores a 500 Vp ou correntes superiores a 2 A.
Na Figura 3.3, na parte descendente menor, correspondente aos valores menores de
resistência, existe tensão suficiente para entregar a potência, mas o limite de corrente é
ultrapassado, i.e., para 50 ohms, por exemplo, aproximadamente 173 Vp são suficientes
(dificilmente haveria faiscância neste caso) para entregar os 300 W, mas são necessários 2,45
A
rms
para tanto.
Deste modo, como o sistema impõe um limite de 2 A
rms
, a potência entregue aos 50
ohms será de somente 2
2
x50=200 W. Já na parte descendente correspondente aos maiores
valores de resistência, o problema está na tensão. Tomando-se como exemplo o outro
extremo, 2000 ohms, para entregar os 300 W, 0,387 A são suficientes, mas isso exigiria uma
tensão de aproximadamente 1095 Vp (supondo onda perfeitamente senoidal). A potência seria
então, por imposição do limite de 500 Vp (353,6 Vrms) de no máximo 62,5 W.
37
0
100
200
300
200
300
400
500
500
1000
1500
P
o
tência [W
]
Tensão Ap
licada [V
rm
s]
R
L [ohm
s]
Figura 3.3 .- Limites da Regulação de potência.
O procedimento comum para se atingir este platô, tendo uma grande potência relatada
(àquela que os fabricantes declaram como a maior potência de seus equipamentos), é
ultrapassar limites de segurança.
Como não existe ainda impedimento legal contra o uso de tensões superiores a 500
Vp, todos os equipamentos do mercado o ultrapassam. É muito comum se medir tensões
típicas que variam de 850 Vp a até mais de 2000 Vp. Em equipamentos utilizados no Brasil
na década de 80, com tecnologia baseada em spark-gaps, não eram incomuns tensões de até
8000 V.
Quanto ao limite de corrente, não existem estudos que comprovem efeitos colaterais
indesejados e, portanto, não há impedimento por norma também. Entretando, o que a norma
exige é a curva de máxima potência. Para o caso da Figura 3.3 seria a curva dos 500 Vp
(353,6 Vrms). Esta curva (de 500 Vp), juntamente com as curvas de potência máxima
relacionadas às outras tensões de pico de 200, 300, 400 Vp estão ilustradas na Figura 3.4.
Nota-se a forte dependência do platô da potência declarada com a tensão máxima fornecida
pelo equipamento. Ressalta-se que estas curvas e os testes normativos são efetuados com
cargas simuladas sem a presença de faíscas.
38
Carga [ohms]
100 1000
Potência [W]
0
50
100
150
200
250
300
350
Carga vs 200 Vpmax
Carga vs 300 Vpmax
Carga vs 400 Vpmax
Carga vs 500 Vpmax
Figura 3.4.- Curvas típicas de potência declarada encontradas em manuais de equipamentos
eletrocirúrgicos. O Platô de potência regulada depende da tensão máxima que o dispositivo
pode fornecer.
3.2.4 CIRCUITOS DETECTORES
Tanto a amostragem da corrente aplicada quanto o sistema de geração e regulação da
potência estão desacoplados magneticamente do paciente através de transformadores
toroidais. Alguns sinais secundários, tais como os sinais que propiciam a detecção do tipo de
placa, monitoração do contato paciente/placa e corrente de fuga estão desacoplados do
paciente através de acopladores ópticos.
O equipamento suporta os modos de Corte (CUT), Coagulação (COAG) e três graus
de BLEND, 25%, 50% e 75%. A saída é flutuante (tipo BF conforme norma NBR-IEC-
60601-2-2/1998).
Alguns circuitos detectores têm atuação direta sobre a saída, desabilitando-a nos casos
de tensão de pico aplicada maior que 500V (para evitar carbonização); tensão aplicada no
corte abaixo de 200Vp (abaixo deste valor, a faísca depende muito do tipo e geometria do
eletrodo, sendo gerada em geral com dificuldade) e corrente aplicada maior que 1,5 A
(podendo ser ajustada para 2 A) para evitar efeitos térmicos profundos.
39
Além destes, existem circuitos concebidos para detectar se o tipo de placa do paciente
é única ou dupla, como ilustrado na Figura 3.5. Esta detecção é feita antes da aplicação e em
conjunto com o circuito que monitora a integridade condutiva (inspeciona falta de contatos
dos conectores), gerando um sinal capaz de interromper o procedimento cirúrgico, acionando
um alarme de aviso.
Durante a aplicação, todo o circuito que contém o paciente fica sob monitoração
constante com respeito a sua impedância. Qualquer mau contato placa-paciente ou de
conectores gera imediatamente um alarme indicando o problema. Paralelamente, existe um
circuito detector de curto circuito entre caneta e placa (quando o operador encosta
inadvertidamente o eletrodo ativo na placa). Neste caso o equipamento é colocado de forma
automática no estado de prontidão com saída desabilitada (Ready off). Para habilitar
novamente a saída, o curto deve ser desfeito e o operador deve pressionar o botão de Ready
on.
Um circuito exclusivo de detecção de tensão de rede automatiza a adequação entre as
tensões 127 V e 220V (Anexo A). A fonte do equipamento e os sistemas internos funcionam
apropriadamente tanto com rede de 50 Hz quanto com a de 60 Hz, tornando a alimentação do
equipamento totalmente automática.
Circuito
Monitor
placa dupla
placa simples
paciente
Circuito de monitoração a frio
Circuito de monitora
ç
ão durante a a
p
lica
ç
ão de ener
g
ia.
Equipamento
Ii Ir
Paciente
Figura 3.5.- Figura ilustrando os circuitos de detecção do tipo de placa e da impedância do
paciente durante a aplicação.
40
3.2.5 ARQUITETURA GERAL
Optou-se por uma arquitetura híbrida digital-analógico de “processamento discreto”,
ou seja, uma arquitetura onde alguns dispositivos programáveis (EPROMs) efetuam
processamentos matemáticos sem necessitar da presença de um microprocessador ou
microcontrolador (e, portanto, não necessitam de softwares nem dos ciclos de clock para
efetuá-los, sendo, por isso, praticamente instantâneos). A arquitetura do equipamento
eletrocirúrgico contém, em partes aproximadamente iguais, circuitos analógicos e digitais.
Estes últimos são os circuitos responsáveis pelo processamento discreto combinacional. A
escolha desta arquitetura se fundamenta no tempo de resposta que o sistema deve ter na
regulação da potência. Para um caso de redução drástica da resistência do tecido, a potência
não pode permanecer muito tempo sem regulação sem que se incorra no risco de carbonizar o
sítio cirúrgico.
A arquitetura ideal com relação ao tempo de resposta seria obviamente todo o sistema
analógico, onde o tempo de resposta dependeria somente da soma dos tempos de atraso
(tempo que um sinal leva para estar apropriadamente disponível na saída em relação a sua
apresentação na entrada de um componente) dos componentes envolvidos. Entretanto, a
necessidade de processamento de alguns sinais exige o uso de amplificadores logarítmicos e
antilogarítmicos, que, pela grande dependência à temperatura e polarização extremamente
delicada destes tipos de circuitos, impossibilitaram seu uso por não estarem de acordo com os
critérios de confiabilidade e robustez necessários.
Outra arquitetura possível seria a microprocessada ou microcontrolada. Entretanto,
esta arquitetura foi preterida em razão de ser comparativamente mais lenta, pois ao tempo de
resposta da arquitetura analógica, esta somaria o tempo de processamento da informação e do
software secundário.
A velocidade de resposta apropriada é arbitrária, no sentido de nenhum estudo ter sido
efetuado sobre o tópico. Estimou-se, então, um tempo menor que 1,0 ms como um tempo
apropriado de resposta. Justifica-se esta estimativa pelo fato de que no pior caso de corrente e
tensão máximos (Pmáx.=300 W, por exemplo) não há tempo suficiente (para t<1,0 ms) para
gerar uma energia capaz de danificar seriamente o tecido (energia entregue inferior a 0,3 J).
Na arquitetura utilizada, o único elemento de atraso adicional é o tempo de
quantização do conversor analógico-digital (ADC analog-digital converter), que adiciona no
máximo 200 µs (equivale a 80 ciclos de clock a 400 kHz). O conversor A/D utilizado usa a
41
aproximação sucessiva e tem naturalmente um atraso de resposta, mas este está aquém de um
valor comprometedor para o projeto. A conversão foi efetuada através de um ADC0808
(aproximação sucessiva) e o processamento através de uma função incorporada numa
EPROM. A corrente é monitorada através de um transformador toroidal, 1:1, com secundário
de uma espira em série com o paciente. A saída da EPROM é novamente transformada num
nível de tensão que controla o amplificador de potência aplicada. De forma alternativa, para
efetuar a conversão instantânea da variável, foi testada uma arquitetura de várias camadas de
conversores flash em cascata e escalonados. Os resultados obtidos foram muito bons,
entretanto o preço dos componentes envolvidos tornou-a comercialmente proibitiva, tendo,
portanto, sido abandonada. O diagrama esquemático deste conversor instantâneo se encontra
no anexo B. Hoje já existem no mercado conversores AD Flash relativamente baratos (mas
não tanto que indique a troca dos de aproximação sucessiva).
O processamento necessário foi implementado através de um dispositivo programável
contendo todas as respostas possíveis. Estas respostas foram, por sua vez, geradas através de
um programa em C (encontrado no ANEXO C) utilizando os processos descritos na geração
da equação ( 3.1) e gravadas em dispositivos programáveis (EPROMs).
Ressalta-se que em todo o projeto preocupou-se em minimizar a quantidade de
componentes críticos, de alto preço e de fornecedores únicos.
A Figura 3.6 mostra o diagrama geral em blocos do equipamento desenvolvido. Os
pontos críticos de projeto são o amplificador de potência da saída e o transformador de
potência e isolação que entrega a energia para o paciente. Os dispositivos periféricos de
entrada e saída são, respectivamente, o teclado e o display. Ambos foram incorporados num
único dispositivo flexível de membrana (Figura 3.1). Observa-se que no esquema está o
sistema de regulação de potência já descrito anteriormente. Assim, existem, no circuito
desenvolvido, três grandes blocos funcionais, o bloco de monitoração, a unidade de controle e
a unidade de processamento discreto, cujas funções foram descritas anteriormente.
A unidade de monitoração é responsável pelas medições, monitoração e ações
necessárias para a regulação automática da potência, segurança elétrica do paciente,
operadores e do próprio equipamento. Os parâmetros monitorados são: a corrente do paciente
em fase com a tensão de referência; corrente de fuga, integridade da condutividade das placas
e conexões dos eletrodos, integridade do contato do paciente com as placas duplas, curto
circuito, circuito aberto, limites de corrente e tensão, resistência dinâmica do paciente e
deficiência da alimentação da rede elétrica.
42
Figura 3.6.- Diagrama em blocos do equipamento eletrocirúrgico.
A unidade de controle possibilita que o usuário efetue a escolha da potência a ser
aplicada, com discriminação máxima de 2 W; a escolha entre corte (CUT) ou coagulação
(COAG) ou entre os blends 25%, 50% ou 75% (que combinam corte e coagulação nas
proporções especificadas); a escolha entre eletrodos monopolar ou bipolar (a faixa e limites de
segurança são automaticamente alterados); a escolha entre acionamento por pedal ou pela
caneta (quando esta tem os botões necessários) e habilitação ou não da saída (ready on/off).
A unidade de processamento discreto contém toda a lógica de apoio e o sistema de
processamento baseado em circuitos programáveis. No processamento discreto, todas as
possibilidades são pré-determinadas e associadas às respostas adequadas, gerando um mapa
de memória. Neste caso as entradas contêm todos os sinais de seleção de potência, Blend, tipo
de intervenção, tipo de eletrodos, palavra digital convertida, entre outros e as saídas contêm
todos os sinais de controle e comando necessários para o display, amplificadores, relés
atuadores e alarmes.
43
3.3 RESULTADOS
O detalhamento completo dos aspectos de hardware está apresentado no anexo A. A
Figura 3.7 ilustra os resultados parciais obtidos com o sistema de regulação de potência. Para
dois valores diferentes de impedância de carga (150 e 330 ohms) foram medidos os valores de
potência aparente entregue às mesmas e relacionados com os valores ajustados no
equipamento. Os limites de tensão e corrente foram desabilitados no equipamento. A potência
foi medida em volt.ampére, desconsiderando, portanto, a diferença para a potência ativa.
Nota-se claramente a relação linear entre o valor declarado e o medido, validando a
arquitetura do sistema.
Na Figura 3.8, escolheu-se um conjunto de parâmetros que permitiu mostrar o efeito
do limite da tensão de pico máxima. Neste caso, uma carga de 833 ohms foi excitada e os
valores de potência medidos relacionados com os valores declarados. Poda-se notar nesta
figura que após 150 VA de potência declarada, a potência medida se mantém constante, pelo
fato de a tensão de pico na carga estar limitada em 500 Vp. Uma potência declarada de 200 W
sobre 833 ohms exigiria uma tensão de 577 Vp. Este gráfico demonstra a eficácia do sistema
tanto em regular a potência quanto os limites de segurança arbitrados.
Potência Declarada
0 20406080100120140160
Potência Medida [VA]
0
20
40
60
80
100
120
140
160
[W]
Figura 3.7.- Gráfico relacionando a potência declarada (ajustada no painel do equipamento) e
a potência medida, para dois valores diferentes de carga (150 ohms, e 330 ohms ).
44
Potência declarada [W]
0 50 100 150 200 250
Potência medida [VA]
0
20
40
60
80
100
120
140
160
Figura 3.8.- Gráfico relacionando as potências declarada e medida, enfatizando o efeito dos
limites de segurança impostos.
3.4 CONCLUSÕES
Os resultados obtidos validam o sistema de regulação de potência (o erro deve ser
menor que 10% da potência declarada ou 5 W, o que for menor), tornando possível seu uso
em qualquer equipamento onde se necessite regular o produto entre dois parâmetros (e.g.,
tensão versus corrente). O tempo de resposta (tempo que o sistema leva para alterar os
parâmetros elétricos sobre a carga, em função da modificação do valor desta) de
aproximadamente 200 µs pode ser considerado adequado para um equipamento eletro-
cirúrgico. Observa-se que esta técnica é aconselhável para equipamentos onde se exige uma
resposta muito rápida, podendo, com o uso de um conversor AD Flash apresentar tempos de
resposta ainda mais reduzidos.
45
CAPÍTULO 4
4 TRANSFORMADORES
4.1 INTRODUÇÃO
Talvez a parte mais importante da saída de potência de um equipamento eletro-
cirúrgico com saída flutuante seja o transformador que isola a etapa de potência do paciente.
Durante o desenvolvimento do equipamento eletrocirúrgico, notou-se que este componente
era um elemento muito importante para a estabilidade da saída de potência. Se for mal
construído ele pode ser o responsável por sucessivas queimas de componentes e pela geração
de oscilações que podem também destruir componentes eletrônicos. Este transformador tem
ainda a dupla função de proteger o paciente dos perigos elétricos associados à corrente
contínua e de transportar energia para o mesmo. Enrolamentos com boas qualidades de
isolamento satisfazem a função de isolação de corrente contínua em circuitos lineares. O
secundário flutuante promove uma relativa segurança contra contatos com objetos
energizados. Capacitores inseridos (NBR IEC 60601-2-2, 1998) no lado do paciente, em
princípio, deveriam garantir proteção contra baixas freqüências desenvolvidas no secundário.
Este não é o caso, pois, como se demonstra no capítulo 6, a faiscância introduz uma não
linearidade no sistema.
Alguns cuidados devem ser tomados durante o projeto do transformador, tais como,
projetá-lo de modo a ter sua primeira freqüência de ressonância além de seu ponto quiescente
e compensá-lo reativamente de modo a otimizar a potência ativa entregue à carga. Tais
cuidados são essenciais para o desenvolvimento adequado do transformador dentro das
finalidades específicas deste trabalho, ou seja, o funcionamento dos transformadores em altas
freqüências sob regimes de altas potências.
Vários modelos elétricos de transformadores são descritos na literatura, apropriados
cada um para faixas restritas de parâmetros. Abordam-se, aqui, os modelos comumente
usados em Engenharia Biomédica e Eletrônica de Potência. Algumas propostas de
modificação e adaptação dos mesmos para adequação do projeto dos transformadores de
46
equipamentos eletrocirúrgicos são apresentadas. Infelizmente, a literatura especializada carece
de informações sobre projetos de transformadores de alta potência (algumas centenas de
watts) nas faixas de freqüência utilizadas em eletrocirurgia. Normalmente, os transformadores
são fabricados para até 40kHz, tais quais os utilizados em fontes chaveadas. Assim, por se
tratar de um passo fundamental no projeto de equipamentos eletrocirúrgicos, desenvolveu-se
neste trabalho técnicas e modelos mais adequados para desenvolvimento de transformadores
de potência para altas freqüências.
A seguir, abordam-se aspectos teóricos básicos sobre transformadores, definindo-se os
parâmetros e modelos utilizados e propondo modificações, quando necessário. Também são
propostos métodos de medição dos parâmetros dos transformadores e os resultados destes
processos no projeto de um transformador de saída de um equipamento eletrocirúrgico são
mostrados.
4.2 TRANSFORMADOR IDEAL
O transformador ideal (Figura 4.1) é um dispositivo eletro-magnético que transporta,
sem perdas, a energia elétrica de um enrolamento (primário) para outro (secundário), através
do fluxo magnético induzido num caminho, de propriedades ideais, que enlaça estes dois
enrolamentos.
V2
i2
i1
V1
φ
m
Figura 4.1.- Transformador ideal. Enrolamentos primário e secundário de condutores perfeitos
executados sobre um material ferromagnético ideal. V1 e i1 são a tensão e corrente de
excitação do primário e V2 e i2 a tensão e a corrente induzidas no secundário.
φ
m
é o fluxo
magnético causado pela excitação do primário.
47
Uma corrente
i
1
, variante no tempo, excita a indutância própria do enrolamento
primário
L
11
, gerando um fluxo magnético induzido
φ
m
no sentido mostrado na Figura 4.1.
Este fluxo magnético induz, seguindo a lei de Lenz, uma tensão no outro enrolamento (cuja
indutância própria é
L
22
) de tal modo que esta gere uma corrente e um fluxo que se oponham
ao fluxo produzido por
i
1
.
No transformador ideal este fluxo é, de fato, anulado pelo fluxo gerado pela tensão
induzida
V
2
. Deste modo, nenhuma energia fica no núcleo e toda ela é passada para o
secundário. No transformador ideal, considera-se o acoplamento perfeito (sem perdas) e pode-
se considerar que
V2.i2=V1.i1
.
Usando-se o modelo monoparâmetro (CROSBY, 1958) para o transformador ideal,
mostrado na Figura 4.2, onde
a
é o ganho de tensão, dado pela equação (4.1):
11
22
L
L
a
=
,
[Adim] (4.1)
pode-se, enumerar as seguintes propriedades:
1. Quando o secundário está em aberto, a impedância vista no enrolamento de entrada é
função de L11 (alguns autores (CROSBY, 1958) preferem dizer que esta impedância
de entrada é infinita, quando se faz L11 tender ao infinito).
2. Quando o secundário está em curto, a impedância de entrada é zero.
3. O deslocamento de fase através do transformador é zero.
4. A potência é perfeitamente conservada, i.e.,
V1.i1=V2.i2
.
5. A potência reativa (VAr, volt-ampére-reativos) é conservada.
6. Quando a freqüência de excitação não é zero, todos os itens anteriores são
independentes da freqüência.
7. Formas de ondas periódicas são preservadas
L11.(1-a)
L11.a
L11(a -a)
2
Figura 4.2.- Equivalente monoparâmetro de CROSBY (1958) do transformador ideal.
48
Entretanto, nenhuma destas propriedades permanece válida num transformador real,
devido às perdas inerentes dos enrolamentos e do núcleo, bem como das impedâncias
parasitas que surgem no caso real. O transformador real, em seus vários modelos, leva em
consideração, com variados graus de sucesso, estas discrepâncias com o transformador ideal.
Em seguida, apresentam-se os problemas do transformador real e seus modelos que tentam
representá-lo de acordo com os comportamentos observados.
4.3 O TRANSFORMADOR REAL
O transformador ideal não existe no mundo prático. Sua utilidade se resume aos
aspectos didáticos e às aplicações elementares, como as fontes de tensão e casamento de
impedâncias.
O transformador ordinário usa geralmente condutores de cobre esmaltado, enrolado
em dois conjuntos de espiras sobre um suporte (carretel) de papel ou plástico, que possibilita
o encaixe com um núcleo de ferro, ferrite ou de outro material (ver ANEXO D). O cobre,
como todos os outros condutores metálicos, tem uma resistência intrínseca distribuída não
desprezível que, para os casos de baixa freqüência, pode ser relacionado com a resistividade,
que vale, em condições normais de temperatura, 17,2 nΩ.m (SEARS, 1980).
Todo enrolamento tem, portanto, uma resistência equivalente série que se soma à
indutância própria do mesmo. É esta resistência, principalmente, que provoca o aquecimento
dos transformadores reais. Normalmente, representam-se as resistências dos enrolamentos em
série com as indutâncias próprias dos mesmos, como visto na Figura 4.3. Estas resistências
concentram e representam as perdas dos enrolamentos, que são fundamentalmente térmicas.
Outra característica dos transformadores reais é que o fluxo magnético induzido no
primário não enlaça completamente o secundário. Isso se deve às perdas do núcleo, que
envolvem as perdas por corrente de magnetização, correntes parasitas e histerese. Os ferrites
Philips, por exemplo, têm perdas nominais de 300mW/cm
3
, enquanto os ferrites Thornton
IP6, 30mW/g e o IP12R 110mW/g (dados de catálogos dos fabricantes). A Figura 4.3
representa estas perdas através dos fluxos de fuga φ
1
e φ
2
.
49
i
2
R
2
R
1
M
φ
1
φ
2
φ
m
Figura 4.3 .- Transformador real representando perdas. φ
1
e φ
2
são os fluxos que representam
as perdas nos enrolamentos primário e secundário, respectivamente.
Além disso, o transformador real apresenta ressonâncias devido aos seus componentes
reativos intrínsecos (capacitâncias parasitas principalmente entre espiras do mesmo
enrolamento e entre os dois enrolamentos).
A Figura 4.4 mostra o comportamento típico, de qualquer transformador, do módulo
das impedâncias do primário com o secundário em aberto (Zpsa), do primário com o
secundário em curto (Zpsc), do secundário com o primário em aberto (Zspa) e do secundário
com o primário em curto (Zspc), em função da freqüência à qual o transformador é exposto
(COGITORE & KERADEC, 1993). São três as mais importantes ressonâncias encontradas no
transformador real, com secundário em aberto (Zpsa) (curva muito próxima a daquela com
cargas moderadas): a primeira e mais importante, primeiro pico da Figura 4.4, é chamada de
primeira ressonância paralela (
f
o1
) e está associada quase que inteiramente à capacitância
intrínseca do enrolamento secundário (
C2
); a segunda ressonância (
f
o2
), o vale da figura,
caracteriza uma ressonância série e está associada também principalmente à capacitância do
secundário, enquanto a segunda ressonância paralela (normalmente denominada
f
o3
), segundo
pico da Figura 4.4, está particularmente associada às capacitâncias do enrolamento primário
(
C1
) e a capacitância entre os enrolamentos (
C12
). Outras ressonâncias podem ser
encontradas em freqüências superiores a f
o3
, mas, devido ao comportamento não previsível do
meio magnético em altas freqüências, elas não são normalmente representadas.
Estas características de impedância do transformador devem ser levadas em conta no
projeto dos mesmos. Um transformador deve ter, para simplificar os cálculos de engenharia,
um comportamento indutivo para o circuito que o excita e, portanto, deve ser usado na região
que precede a primeira ressonância (
f
o1
). Além do mais, capacitâncias parasitas podem
modificar a primeira freqüência de ressonância, podendo fazer com que o transformador passe
de um comportamento indutivo para um comportamento capacitivo. Deve oferecer ainda uma
impedância tal que possibilite a transferência da potência necessária para a carga e seu ponto
50
quiescente deve estar de acordo com o que se requer do projeto, quanto aos critérios de carga.
O circuito de saída de potência tem como carga a impedância vista do primário do
transformador. É importante que esta impedância seja conhecida e conduzida para valores
adequados, visando o bom funcionamento da saída e o não desperdício de potência na forma
de potência reativa (VAr). A região entre as primeira e segunda ressonâncias tem um
comportamento capacitivo e exigiria filtros e circuitos compensadores baseados em indutores
de potência (difíceis de construir ou de se conseguir nos valores adequados e freqüências
necessários). As regiões próximas às freqüências de ressonância são reativamente instáveis
(podem variar entre os comportamentos indutivo, resistivo e capacitivo) em função da
variação da carga, o que poderia provocar oscilações danosas ao estágio de saída de potência.
Frequência [Hz]
10
-1
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
Módulo da Impedância [ohms]
10
-1
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
Zpsa
Zpsc
Zspa
Zspc
fo1
fo2
fo3
Figura 4.4.- Curva das impedâncias vistas do primário com o secundário em aberto (Zpsa),
do primário com o secundário em curto (Zpsc), do secundário com o primário em aberto
(Zspa) e do secundário com o primário em curto (Zspc), em função da freqüência. f
o1
, f
o2
e f
o3
são as principais freqüências de ressonâncias de um transformador real qualquer (COGITORE
e KERADEC, 1993).
4.4 TRANSFORMADOR DE REFERÊNCIA
Um transformador de referência foi construído, propositalmente com técnicas
ordinárias, para que um estudo detalhado de suas características pudesse ser implementado. O
primário foi construído com 53 espiras em duas camadas enroladas externamente, com
indutância a 1 kHz de 9,26 mH e o secundário com 114 espiras enroladas nas quatro camadas
51
mais internas, com indutância a 1 kHz de 41,5 mH, os dois enrolamentos no mesmo sentido.
Os valores medidos do transformador de referência são: resistência do enrolamento primário,
r1=0.3Ω; resistência do enrolamento secundário, r2=1,5 Ω; indutância própria do enrolamento
primário, L11=9,26 mH; indutância própria do enrolamento secundário, L22=41,5mH;
indutância do primário medida com o secundário em curto, L1sc=20,8 µH e primeira
freqüência de ressonância, f
o1
=85 kHz.
As curvas das impedâncias de entrada deste transformador, em relação à freqüência,
com o secundário em aberto e em curto, respectivamente, estão representadas pelas linhas
cheia e pontilhada na Figura 4.5. Pode-se notar a primeira freqüência (
f
o1
) de ressonância em
85 kHz, a segunda (
f
o2
) em aproximadamente 3 MHz e a freqüência de ressonância com o
secundário em curto (
f
o1'
) em cerca de 3,5 MHz. As fases também podem ser observadas,
comprovando o comportamento capacitivo entre as duas primeiras ressonâncias de Zpsa. A
curva foi levantada através da metodologia descrita no item 4.6.1.2 deste capítulo e através de
um analisador de impedâncias HP4193A (para freqüências superiores a 400 kHz).
[kHz]
10
1
10
2
10
3
10
4
Módulo [ohms]
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
Módulo da impedância do primário com secundário em aberto
Módulo da impedância do primário com secundário em curto
frequência [kHz]
10
1
10
2
10
3
10
4
Fase [graus]
-90
-60
-30
0
30
60
90
Fase de Zpsa
Fase de Zpsc
fo1
fo2
fo3
fo1'
Figura 4.5.- Comportamento do transformador de referência. As curvas representam os
módulos e fases das impedâncias referidas ao primário Zpsa com secundário em aberto e Zpsc
com secundário em curto.
52
Outros motivos para a não utilização do transformador acima de f
o1
são os problemas
com o ganho em tensão e eficiência do transformador (HUI, TANG e CHUNG, 2000) acima
da mesma. Observa-se que em aplicações que têm faixas de variação de carga e de freqüência
relativamente estreitas, pode ser vantajoso o uso de transformadores na região próxima à
ressonância ou sobre ela. Estas aplicações estão geralmente associadas ao sensoriamento e a
baixas potências.
Pelo lado da carga, é importante que a saída tenha uma impedância adequada para a
maior transferência de energia para o paciente. O ideal seria uma impedância de saída entre
300 e 500 Ω puramente resistivos, que garantiria a maior transferência de energia justamente
no valor médio de impedância do corpo humano, sob condições normais.
Na seqüência, alguns modelos de transformadores (SCHNEIDER e ABATTI, 2004)
são apresentados, visando facilitar os projetos para saídas de potência de bisturis elétricos.
Suas vantagens e desvantagens são comentadas e propõe-se um procedimento para o projeto
apropriado dos mesmos (no que se refere ao tipo de transformador em questão). Por motivos
normativos (as correntes e tensões que podem ser usadas para sensoriamento são
rigorosamente limitadas), o circuito do paciente, do lado do secundário do transformador, tem
o uso muito limitado para finalidades de compensação de impedâncias (o uso de reatâncias
auxiliares pode aumentar o risco de descargas no paciente).
4.5 MODELOS DE TRANSFORMADORES:
Para se construir um transformador adequado para saídas de potência em altas
freqüências, é necessário conhecer o comportamento deste no espectro das freqüências de
excitação, assim como também quais dos parâmetros de seu(s) modelo(s) podem ser alterados
para que se consiga um transformador apropriado. Neste caso, o alvo é conhecer quais
parâmetros de construção podem ser alterados para que a primeira freqüência de ressonância
esteja acima da freqüência de operação do transformador. Critério este que será justificado
adiante através deste estudo. Para isto, apresentam-se alguns modelos conhecidos e propõem-
se outros, no intuito de compreender perfeitamente o funcionamento deste componente no
contexto eletrocirúrgico (peculiar por ter altas potências em altas freqüências).
53
4.5.1 MODELO T CLÁSSICO
A Figura 4.6 mostra o modelo T do transformador (HAYT, 1975; EDMINISTER,
1991; KOSOW, 1972) amplamente utilizado para baixas freqüências. Neste modelo,
representam-se as perdas dos enrolamentos pelas resistências dos enrolamentos primário e
secundário,
r1
e
r2
respectivamente. A indutância de transferência entre as malhas,
M
, é
chamada de indutância mútua e representa o acoplamento magnético entre os enrolamentos
primário e secundário, enquanto que
L
11
e
L
22
são as indutâncias próprias dos enrolamentos
primário e secundário, respectivamente.
Figura 4.6 .- Modelo T para baixas freqüências.
r1 L11-M L22-M r2
M
Z
i
.
Z
L
.
Laço 1 Laço 2
Laço 3
A+j.B C+j.D
E+j.F
Equacionando o modelo T clássico de forma genérica, pode-se obter:
[Ω]
(4.2)
[]
()()
22
2222
FDEC
F.CD.EC.EE.C
AiZRe
+++
+++
+=
&
[Ω]
(4.3)
[]
()()
22
2222
FDEC
F.DD.FE.DC.F
BiZIm
+++
+++
+=
&
[Ω]
(4.4)
[
]
[
]
iZjiZiZ
&&&
ImRe
+=
onde
A
,
C
e
E
são as partes resistivas e
B
,
D
e
F
são as partes reativas dos laços 1,2 e 3,
respectivamente (Figura 4.6) e
Re[Zi]
e
Im[Zi]
são as partes real e imaginária da impedância
vista a partir do primário, Zi. O estudo com reatâncias capacitivas ou resistências adicionais
(de perda) pode ser efetuado facilmente alterando os valores destas variáveis. Geralmente
A
+j.
B
estão relacionados aos valores de
r
1
(resistência do enrolamento primário) e
L
11
(indutância própria do enrolamento primário),
C+j.D
aos valores
r
2
(resistência do
enrolamento secundário) e L
22
(indutância própria do enrolamento secundário), bem como ao
54
valor de
Z
L
e
E+j.F
à
M
(indutância mútua entre os enrolamentos) com
E
=0, para este
modelo.
M
também pode ser definido como a indutância de transferência da malha de entrada
para a malha de saída,
L
12
(considerada aqui igual a
L
21
, que é a indutância de transferência da
saída para a entrada). A indutância mútua pode ser dada por (EDMINISTER, 1991):
[H]
(4.5)
onde
k
é o coeficiente de acoplamento magnético (veja anexo D). Para finalidades práticas,
[ ] (4.6)
onde L
11sc
é a indutância medida do primário com o secundário em curto. A demonstração
é o ganho de tensão
a
(STEWART, 1958),
conceit
transformadores como
dispo
sformadores de alto k (no caso de acoplamento por ferrites,
k
é sup
,L.L.kM
2211
=
para transformadores com grandes fatores de acoplamento, pode ser determinado pela
seguinte equação (BLACHE, KERADEC, e COGITORE, 1994; SCHNEIDER, 2002):
L
sc11
L
11
,1k −≅
desta equação se encontra no anexo E.
Outro importante parâmetro
ualmente
V
2
/V
1
, definido em termos dos parâmetros de indutância pela equação (4.1).
A equação clássica deste ganho que o relaciona à razão entre
N2
e
N1
(número de espiras do
primário e do secundário, respectivamente) deve ser evitada, pois desconsidera as diferenças
de geometria entre os enrolamentos (PICHORIM e ABATTI, 2002).
O modelo T da Figura 4.6 é apropriado para o uso de
sitivos sensores com qualquer tipo de meio magnético (vácuo, ar, ferro, fitas metálicas,
pó-de-ferro, ferrite), desde que sua faixa de operação esteja abaixo da primeira freqüência de
ressonância do transformador. Em operação sintonizada, o transformador é utilizado na
freqüência de ressonância e o elemento de sintonia é adicionado no local apropriado do
modelo. O modelo é também especialmente vantajoso para transformadores com coeficientes
de acoplamentos muito baixos (abaixo de 0,5) (HARA, 2003; SCHNEIDER Jr., 1994;
PICHORIM e ABATTI, 2002).
Entretanto, para uso de tran
erior a 0,97) utilizado em altas freqüências e alta potência, faz-se necessário o uso de
modelos que considerem as perdas e principalmente as capacitâncias parasitas para melhor
representação de seu funcionamento e de suas propriedades.
55
4.5.2 MODELO T COM CAPACITOR DE SAÍDA (C2)
O modelo T com a adição de uma capacitância de saída (C2) é a aproximação mais
mples
si do modelo T clássico e é capaz de fornecer bons resultados no estudo de
transformadores.
r1 L11-M L22-M r2
M
C2
Figura 4.7.-Modelo T com capacitância de saída C2 para modelagem de transformadores em
A impedância de entrada do circuito da Figura 4.7, transformador sem carga, pode ser
(4.7)
Esta equação fornece as curvas da Figura 4.8, sendo
Re
a parte real,
Im
a imaginária,
od
o
(4.8)
cuja solução, após manipulação, permite escrever:
altas freqüências.
dada por:
&
()
()
XXr2XXr2
2
C2L22
2
ML11
2
C2L22
2
−+
−+
()( )
][
.
XXX.XX.X.Xr2
XXj.
r2.X
r1inZ
C2ML22C2L22MM
2
2
M
Ω
−−−+
+−+
+=
M
Módulo e
Ang
a fase. A parte real tem um pico coincidente com a primeira
ressonância do transformador, então, se a freqüência em que o pico ocorre for conhecida,
w
o1
(freqüência angular da primeira ressonância), pode-se determinar o valor da capacitância C2
através da equação da raiz da derivada, em relação à freqüência, da parte real de Zin, quando
ela for idêntica ao zero, ou seja:
d
()
XX2r
d
2
2C22L
2
−+
ϖ
,0
X.2r
1r
2
M
=
+
2
2222
LL
2
1o
2
2
2
2
2
.r
2
4r
r
2C
ω
−±=
[F] (4.9 )
56
Uma ω
o1
muito grande implica num C2=0, o que aponta para o uso do sinal de menos
da equação.
f[Hz]
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
10
8
10
9
Real [ohms]
10
-1
10
0
10
1
10
2
f [Hz]
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
10
8
Mod [ohms]
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
f [Hz]
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
10
8
Ang [graus]
-90
-60
-30
0
30
60
90
f [Hz]
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
10
8
10
9
Im [ohms]
-20x10
3
-10x10
3
0
10x10
3
20x10
3
30x10
3
40x10
3
Figura 4.8.- Formas de ondas da equação (4.7). Valores utilizados foram os valores do
transformador de referência do item 4.4 e C2 o valor da capacitância intrínseca do secundário
calculado pela equação 4.9, fornecendo C2=84,5pF.
Como exemplo da aplicação desse modelo, demonstra-se na Figura 4.9 a capacidade
do modelo de se aproximar dos pontos medidos, ou seja, a aderência (SPIEGEL, 1971) de
suas curvas e equações às medições realizadas.
Trafo 58 comparado com modelo T com C2
Frequência [Hz]
10
4
10
5
10
6
10
7
Módulo de Z [ohms]
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
Pontos medidos de Zpsa
Modelo teórico T com C2
Figura 4.9.- Comparação dos resultados obtidos com o modelo T com C2 (equação (4.7)) e os
pontos medidos do transformador de referência para o módulo de Zpsa.
57
Embora este modelo seja bastante adequado para aplicações até um pouco acima da
freqüência de ressonância principal, ele não o é para grandes cargas (R
L
pequenos ou
secundário em curto minimizam o efeito da capacitância usada e o modelo perde sua
vantagem em relação ao modelo sem capacitor), pois apresenta pouca correlação com
medições efetuadas. A metodologia das medições está detalhada no item 4.6.
Visando uma melhor adequação entre modelo e dados e entre este e a metodologia de
obtenção dos parâmetros elétricos, propôs-se um modelo baseado na arquitetura T clássica,
cujas pretensões são simplicidade, adequação aos métodos de medição para os parâmetros
elétricos utilizados (indutâncias próprias e mútuas ao invés de indutâncias de fuga e
magnetização) e utilidade no projeto de transformadores para equipamentos de altas
freqüência e potência.
4.5.3 MODELO DELTA-ESTRELA PROPOSTO, OU T-INDUTIVO-PI-CAPACITIVO
Um modelo mais completo, que contempla também a segunda e a terceira freqüências
de ressonâncias e que use indutâncias próprias e mútuas (ao invés de indutâncias de perda e
de magnetização) é apresentado em seguida. A Figura 4.10 esquematiza o modelo proposto
para um transformador com enrolamentos simples. Ele difere dos comumente apresentados na
literatura especializada (SCHELLMANNS, BERROUCHE & KÉRADEC, 1998; SMITH &
ALLEY, 1992; BAK-JENSEN & ØSTERGAARD, 1999; SCHULTZ, ROUDET &
SCHELLMANNS, 1997; COGITORE & KERADEC, 1993) nos parâmetros medidos e
utilizados para o modelo. Geralmente os parâmetros utilizados são as indutâncias de fuga e
magnetização de um modelo π (Pi) (BLACHE et al., 1994; COGITORE & KERADEC,
1993). Estas indutâncias têm as desvantagens de não serem intuitivas nem de fácil medição
(em relação à freqüência de excitação). O modelo apresentado usa as auto-indutâncias dos
enrolamentos primário e secundário (L
11
e L
22
) e a indutância mútua entre estes (M). Em altas
freqüências, as capacitâncias intrínsecas dos enrolamentos primário e secundário, C1 e C2
respectivamente, são posicionadas em paralelo com a entrada e saída do transformador. A
capacitância intrínseca entre os enrolamentos primário e secundário é representada por C12
que liga a entrada à saída. Vários procedimentos podem ser usados para aumentá-las ou
diminuí-las, conforme se fizer necessário (BLACHE et al., 1994). Por exemplo, o
58
espaçamento das espiras dos enrolamentos através do uso de fios espaçadores de nylon
(HARA, 2003), polímeros ou algodão com espessuras apropriadas resulta na redução da
capacitância intrínseca dos mesmos.
Figura 4.10.- Modelo T-indutivo-pi-capacitivo para transformadores.
L
11
e
L
22
são as auto-
indutâncias dos enrolamentos primário e secundário, respectivamente e a indutância mútua
entre estes,
M
.
C1
e
C2
, as capacitâncias intrínsecas dos enrolamentos primário e secundário,
respectivamente, e
C12
a capacitância intrínseca entre os enrolamentos. a é o ganho de tensão
do transformador.
r1 j(XL11-XM) j(XL22-XM) r2
j XM
a=(L22/L11)
0,5
V1
C12
C1
C2
R
L
Para o equacionamento, transforma-se o T-indutivo numa malha π (Figura 4.11b),
resolvendo-se o paralelo entre esta e a malha π -capacitiva (Figura 4.11c), obtendo um único
circuito π, cujas impedâncias estão relacionadas com os parâmetros medidos do modelo T
ordinário, como mostrado na Figura 4.12.
r1 j(XL11-XM) j(XL22-XM) r2
j XM
Z1 Z2
Z3
Za Zc
Zb
Za
Zb
-jXC12
-jXC2-jXC1
Zc
(
a
)
(
b
)
(
c
)
Figura 4.11.- A malha T da figura (a) é transformada numa malha π equivalente (b) que
aparece em paralelo com os capacitores intrínsecos (c).
Figura 4.12 .- Za’, Zb’e Zc’ são as impedâncias do modelo π equivalentes às do modelo
inicial.
Za'
Zb'
Zc'
Vi RL
i1 i2 i3
A equação matricial das malhas do circuito equivalente da Figura 4.12 é:
59
0
0
3i
2i.
RL'Zc'Zc0
'Zc'Zc'Zb'Za'Za =
+−
−++−
Vi1i0'Za'Za −
[V] (4.10)
A impedância de entrada do circuito é dada pela razão entre o determinante de
pedâ
im ncias e o co-fator do primeiro elemento desta (EDMINISTER, 1991), ou seja:
+
∆∆
)RL'Zc'.(Za12Z
−+++
−=
∆
+=
∆
=
2
'Zc)RL'Zc).('Zc'Zb'Za(
1'.Za
11
1'.Za
11
Zin
[Ω]
(4.11)
Desenvolvendo a equação, obtém-se:
]
[Ω]
(4.12)
nde:
(4.13)
(4.14)
(4.15)
(4.16)
(4.17)
(4.18)
[][
,.Ra.aIm.j.aIm.RaZin Θ−Λ+Θ+Λ=
o
δ+γ
−=Λ
22
1
δβ+γα
..
()
δ+γ
22
δα−γβ
=Θ
..
,cIm.aIm)RLRc.(Ra −+=α
,cIm.RaaIm).RLRc(
++=β
,cImRc)cImbIma.(ImcIm)RLRc).(RcRbRa(
22
+−++−+++=γ
,cIm.Rc.2)cImbIma).(ImRLRc()RcRbRa.(Ic −++++++=δ
,
)1XCZa(ImZaRe
1XC.ZaRe
Ra
22
2
−+
=
(4.19)
,
)1XCZa(ImZaRe
ZaIm.1XCZaRe.1XC1XC.ZaIm
aIm
22
222
−+
−−
=
(4.20)
60
(4.21)
,
)12XCZb(ImZbRe
12XC.ZbRe
Rb
22
2
−+
=
.2
(4.22)
,
)12XCZb(ImZbRe
ZbIm1XCZbRe.12XC12XC.ZbIm
bIm
22
222
−+
−−
=
(4.23)
,
)2XCZc(ImZcRe
2XC.ZcRe
Rc
22
2
−+
=
Im.
(4.24)
,
)2XCZc(ImZcRe
Zc2XCZcRe.2XC2XC.ZcIm
cIm
22
222
−+
−−
=
,
(4.25)
()
XMXL2r
)XMXL.(1r)XLXM.(2r
.XM1rZaRe
2
22
2
2211
−+
−+−
+=
,
[Ω]
(4.26)
[Ω]
()
XMXL2r
)XMXL).(XMXL(2r.1r
.XMXLZaIm
2
22
2
1122
11
−+
−−+
+=
[Ω]
(4.27)
,
XM
)XMXL.(2r)XMXL.(1r
2r1rZbRe
1122
−+−
++=
,
XM
2r.1r)XMXL).(XMXL(
XM.2XLXLZbIm
1122
2211
−−−
+−+=
[Ω]
(4.29)
[Ω]
(4.28)
()
,
XMXL1r
)XMXL.(2r)XLXM.(1r
.XM2rZcRe
2
11
2
1122
−+
−+−
+=
[Ω]
(4.30)
e
()
.
XMXL1r
)XMXL).(XMXL(1r.2r
.XMXLZcIm
2
11
2
2211
22
−+
−−+
+=
61
Como pode ser visto na Figura 4.13, a equação se ajusta satisfatoriamente aos valores
medidos, para o transformador de referência (Módulo de Zpsa). O núcleo e fe te
omportamento complexo (no sentido [Re]+j.[Im]) em função da freqüência. Isto implica que
m
e
capacitâncias.
d rrite m um
c
seu comportamento magnético se altera quando se altera a freqüência e que este
comportamento tem uma componente real e outra imaginária. No anexo D apresenta-se um
método de medição do módulo desta característica, ou seja, o módulo de µr em função da
freqüência. Se este comportamento for levado em consideração, a curva se torna a tracejada
da Figura 4.13. Nesta curva, pode-se notar que as três freqüências de ressonância mais
importantes do transformador podem ser encontradas através dos três extremos da curva,
validando o modelo. O fato do segundo vale não ser o segundo pico se deve à metodologia
utilizada, com a qual não foi possível a determinação da parte imaginária de µr (portanto só a
parcela do k, fator de acoplamento magnético, real foi levada em consideração, enquanto a
parcela "reativa" não o foi, por falta de dados).
s
10
5
Figura 4.13.- Comparação entre o módulo predito teoricamente pelo modelo delta-estrela
(linha traço-ponto) e os valores medidos (pontos). A linha tracejada representa o mesmo
conjunto de equações [(4.10) a (4.30)] com uma compensação do comportamento magnético
do núcleo (µr) em relação à freqüência (Anexo D).
f [Hz]
10
4
10
5
10
6
10
7
Mod [
10
0
10
1
10
2
10
3
Com correção de
µ
r
Pontos medidos de Zpsa
Modelo delta-estrela
ohm ]
10
4
Estas equações [(4.10).a.(4.30)] são de difícil manipulação, caindo facilmente e
quações quárticas ou cúbicas, quando se deseja a determinação dos valores das
62
A capacitância C2 pode, então, ser determinada da mesma forma para os dois modelos
e a equação (4.9 ) pode ser usada aqui para quantificação de C2.
Verificações com as curvas medidas demonstraram a viabilidade deste artifício.
.14.
ador real. As
r a
contribuição individual de cada par r real no comportamento final em
lação à freqüência. O resultado deste estudo está mostrado na Figura 4.15. A figura mostra a
o zer
importantes somente após a primeira ressonância, no
domíni
Um modelo completo pode ser obtido através da generalização das impedâncias
envolvidas no modelo delta-estrela, tal como mostrado na Figura 4
Figura 4.14.- Modelo genérico de quadripólo representando um transform
variáveis de A a R são arbitrárias e representam as resistências e reatâncias possíveis de cada
laço do transformador.
V1
A+jB C+jD
M+jN
E+jF
G+jH
K+jL
Q+jR
Através de algoritmos implementados em linguagem C (Anexo C) pôde-se estuda
âmetro do transformado
re
influência individual (cada parâmetro foi variado independentemente dos outros) dos
parâmetros
r1, r2, L11, L22, M, RL, C1, C2 e C12
, do transformador real.
O sentido de variação mostrado na figura é proporcional ao aumento do valor dos
parâmetros. Por exemplo, se o valor de C2 aumenta, os picos de fo1 e fo2 se deslocam para a
esquerda, trazendo a ressonância para uma freqüência menor. Se RL diminui do infinito para
o, os extremos fo1 e fo2 se achatam até desaparecerem (ANEXO C). As famílias de
curvas para contribuições individuais dos parâmetros, bem como o código fonte do programa
utilizado estão detalhados no anexo C.
Entretanto, a determinação do parâmetro capacitivo C2 (que é o parâmetro que rege a
primeira ressonância) pode ser feita através de uma simplificação. Desprezando-se a ação dos
capacitores C1 e C12 (cujas ações são
o da freqüência), o modelo delta-estrela (T-indutivo-Pi-capacitivo) se resume ao
modelo tradicional T com a capacitância C2, mostrado na Figura 4.7.
63
1e+6
1e+5
1e+4
1e+3
1e+2
1e+1
1e+0
Freqüência [kHz]
Zpsa, Impedância do Primário com Secundário em
Módulo
[
Ω
]
1e+1
1e+2
1e+3
1e+4
1e+5
1e+6
1e+7
fo3 fo2 fo1
r1,r2
C2
C12 , RL
C2
L11
L22
L22
L11
r1,r2
C1,C12
r1,r2
L11
L22
L11
C12
R L
Figura 4.15.- Curva representando o módulo da impedância de entrada do transformador para
o modelo genérico delta-estrela. As contribuições individuais dos parâmetros do
transformador real na modificação das características da curva são mostrados. As setas
apontam para onde a curva migraria caso houvesse um aumento do parâmetro citado. Por
exemplo, se RL aumenta, o pico fo1 é aumentado e o fo2 é abaixado. Se RL abaixa, um
achatamento dos primeiros dois acidentes principais da curva pode ser observado.
4.5.4 O MODELO T DE MAGNETIZAÇÃO E PERDAS
Na Figura 4.16, ilustra-se o modelo T clássico para parâmetros de magnetização e
perdas, geralmente relacionado com transformadores de potência. O modelo leva em
consideração (SMITH & ALLEY, 1992):
1. a corrente de excitação, que é a corrente que circula no primário (quando
excitado) com o secundário em aberto;
2. as perdas de energia ao longo da resistência intrínseca dos enrolamentos e
3. as perdas magnéticas. Fluxos magnéticos que enlaçam um enrolamento mas não
enlaçam o outro.
64
Neste caso (Figura 4.16),
X1
e
X2
representam as reatâncias indutivas das indutâncias
de perdas, j
ω
L1
e j
ω
L2
respectivamente, onde
L1
e
L2
são as indutâncias de fuga (ou de
perdas). Estas indutâncias têm valores relativamente baixos e não devem ser confundidos com
L
11
e
L
22
(indutâncias próprias ou auto-indutâncias) do modelo da Figura 4.6. A indutância de
fuga
L1
é definida (PSCAD Manual, 2003) como a subtração da indutância de magnetização
(
Lm
) da auto-indutância (ou indutância própria)
L11
, ou seja:
a
12L
11LLm11L1L −=−=
[H] (4.31)
Observa-se que a indutância de magnetização tem uma correspondência com a
indutância mútua também mostrada na equação (4.32), ou seja,
Lm=L
12
/a
.
Para a indutância de fuga L2, tem-se:
a
12L
a
22L
Lm
a
22L
2L
22
−=−=
[H] (4.32)
O modelo da Figura 4.16 leva em consideração as perdas de potência no núcleo, por
efeitos de histerese e correntes parasitas (correntes de Foucault), representadas pela
condutância
gc
, e as perdas por correntes de magnetização do núcleo, representadas pela
susceptância
bm
. As perdas por histerese,
Ph
, podem ser expressas pela seguinte equação
empírica (RASHID, 1999):
,B..KhPh
2
max
ξ= [N
2
.A
-2
.m
-2
]
(4.33)
onde
Kh
é a constante de histerese e depende do material,
B
max
a máxima densidade de fluxo e
ξ
a constante de Steimetz, cujos valores vão de 1,6 a 2. A perda por correntes de Foucault,
Pf
,
ou correntes parasitas, é dada também por uma relação empírica (RASHID, 1999):
2
max
2
B..KfPf ξ= [N
2
.A
-2
.m
-2
]
(4.34)
onde
Kf
é a constante de corrente de Foucault, que depende do material utilizado. A perda
total no núcleo é a soma destas duas perdas.
Num transformador ideal, a corrente no primário é zero quando o secundário está em
aberto. Num transformador real, existe uma corrente não nula no primário, chamada corrente
de excitação (soma das correntes de magnetização e de perdas). Deste modo, através do
ensaio a vazio, pode-se determinar aproximadamente os valores de
gc
, relacionado com as
perdas no núcleo
Ph
,
Pf
e
bm
, relacionado com a magnetização. As resistências e reatâncias
dos enrolamentos (
r1,r2,X1,X2
) podem ser obtidos através do ensaio em curto circuito
65
(SMITH & ALLEY, 1992), embora necessitem de equipamentos especialmente elaborados
para este fim.
Estes ensaios a vazio e em curto, as medições das resistências intrínsecas dos
enrolamentos do modelo de magnetização e perdas (Figura 4.16), bem como as impedâncias
em função dos diversos valores de cargas devem ser efetuados na freqüência em que se deseja
que o transformador funcione. O processo de medição destes parâmetros necessita de vários
voltímetros e amperímetros sensíveis e são utilizados geralmente para freqüências de
distribuição de energia (50-60 Hz). As simplificações propostas por SMITH e ALLEY (1992)
foram adaptadas para os equipamentos eletrônicos comuns de laboratório e para os
parâmetros elétricos mais comumente utilizados (indutâncias próprias e mútua). Esta
adaptação é discutida a seguir, gerando o que foi chamado no presente trabalho de modelo
Gama ( Γ ).
r1 X1 X2 r2
gc bm
Z
L
.
Ic Im
I1
I2.a
/a
2
Vz/a
a=(L2/L1)
0,5
Z
i
.
/a
2
/a
2
Figura 4.16.- Modelo de magnetização e perdas, utilizado para estudo de transformadores.
gc
representa a condutância do núcleo e
bm
a susceptância;
L1
e
L2
são as indutâncias de fuga,
X1 e X2 suas respectivas reatâncias e
Lm
a indutância de magnetização.
4.5.5 MODELO GAMA ( Γ) DO TRANSFORMADOR
O aqui chamado modelo Gama do transformador é o modelo de magnetização e
perdas, amplamente utilizado para o estudo de transformadores de potência em freqüências de
distribuição de energia (50 e 60 Hz), com a diferença de que os parâmetros usados para
compô-lo são de auto e mútua indutâncias, viabilizando, juntamente com os métodos de
medição aqui apresentados (item 4.6), sua utilização em altas freqüências, i.e., adequando-o
ao estudo de transformadores de saída de equipamentos eletrocirúrgicos.
66
Infelizmente, sua simplicidade restringe sua aplicabilidade a faixas estreitas de
freqüência (os parâmetros Gama variam conforme a freqüência em que são medidos), não
fornecendo um modelo de amplo espectro, como é o modelo Delta-Estrela.
A partir do esquema da Figura 4.16, os valores da condutância (
gc
) e susceptância
(
bm
) podem ser convertidos em impedância série para maior conveniência. Além disso,
simplificando-se a Figura 4.16 pela transposição do laço de perdas da entrada (justificada pelo
efeito mínimo da corrente de excitação sobre
r1
e
X1
, por ser esta muitas vezes menor que a
corrente com o transformador com carga) (SMITH & ALLEY, 1992), pode-se chegar ao
modelo simplificado da Figura 4.17. Um ensaio em curto (
RL
=0) fornece o valor da
impedância do laço horizontal (considera as resistências intrínsecas dos dois enrolamentos, já
refletidos ao primário, mas rebatidos para o lado da carga do transformador) e o ensaio a
vazio (
RL
=∞), o valor da impedância do laço vertical da Figura 4.17.
Uma vez determinados os parâmetros do modelo Gama, para uma determinada
freqüência, qualquer carga do transformador pode, então, ser rebatida ao primário através da
relação do transformador ideal, i.e., uma carga
Z
L
aparece nos terminais do primário dividida
pelo quadrado do ganho de tensão
a
(equação (4.1)), ou seja (
Z
L
/a
2
), como visto na Figura
4.17.
Z
L
.
/a
2
Vz/a
a=(L2/L1)
0,5
Z
i
.
Modelo Sim
p
lificado
p
ara transformadores
1/gc
1/bm
r1+r2
/a
2
X1+X2
/a
2
I
F
a.I
L
Figura 4.17.- Modelo simplificado (GAMA, Γ), com o laço de entrada transposto para o laço
de saída “saída”.
O modelo Gama para transformadores tem a vantagem de explicar melhor os efeitos de
um transformador em altas freqüências e altas potências, por considerar perdas no núcleo e
reatâncias intrínsecas. Uma comparação com o modelo T clássico permite afirmar que o
67
modelo Gama é recomendável para situações onde se encontre uma ou mais das seguintes
situações (SCHNEIDER e ABATTI, 2002 e 2003):
• alta freqüência com banda estreita;
• altas potências e/ou
• grande faixa de variação da carga do transformador.
Na Figura 4.18 e na Figura 4.19, mostram-se os resultados da comparação entre o
modelo T clássico e o modelo Gama. Pode-se observar que este é capaz de descrever a
impedância equivalente do primário do transformador, em função da carga no secundário,
enquanto o modelo T clássico não. Deve-se ressaltar que a representação da impedância na
forma polar (Figura 4.18) não evidencia a discrepância entre os resultados obtidos com os
dois modelos. Isto fica aparente apenas quando a impedância é representada na forma
cartesiana (Figura 4.19).
As metodologias de levantamento de dados, bem como uma proposta de um método
simples para levantamento de parâmetros de transformadores, que utiliza equipamentos
comuns de laboratórios de eletrônica, são abordados em seguida.
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000
Módulo de Zin [ohms]
0
20
40
60
80
100
120
140
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000
Fase de Zin [graus]
-20
-10
0
10
20
30
40
50
60
Pontos medidos
Modelo T clássico
Modelo Gama
(b)
(a)
Figura 4.18 .- (a) módulo da impedância equivalente do transformador |Zin| e (b) ângulo de
fase da impedância equivalente. As curvas superiores (tracejadas) são do modelo T clássico e
as inferiores (linhas cheias, as que têm maior aderência aos pontos) do modelo Gama.
68
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000
Parte resistiva de Zin [ohms]
0
20
40
60
80
100
120
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000
Parte Reativa de Zin [ohms]
-30
-20
-10
0
10
20
Pontos medidos
Modelo T clássico
Modelo Gama
(a) (b)
Figura 4.19.- (a) parte resistiva e (b) parte reativa da impedância. As curvas superiores
(tracejadas) são do modelo T clássico e as inferiores (cheias) do modelo de magnetização e
perdas simplificado.
4.6 METODOLOGIA DO LEVANTAMENTO DE PARÂMETROS DE
TRANSFORMADORES
A metodologia descrita a seguir não é inédita, mas optou-se por registrá-la aqui
primeiro porque é muito útil para o estudo de transformadores e segundo, por suas
peculiaridades em altas freqüências que fazem com que alguns procedimentos especiais
devam ser adotados em relações à clássica metodologia de medidas (baseada em modelos de
baixas freqüências).
4.6.1 MEDIÇÃO DE IMPEDÂNCIAS
4.6.1.1 O PROBLEMA DA MEDIÇÃO DE IMPEDÂNCIAS
A etapa de saída/potência de um bisturi elétrico deve fornecer potência ativa ao
paciente. A impedância do paciente é considerada puramente resistiva (CEI/IEC 601-2-2,
69
1991). O transformador isolador que separa o paciente da etapa de potência deve, em
princípio, apresentar uma impedância com baixa reatância de modo que a potência total do
primário (medida em VA) não seja perdida em potência reativa (VAr), mas convertida em
watts sobre o paciente. Como é fundamental o estudo do transformador e dos meios para
ajustá-lo reativamente na freqüência desejada, uma metodologia para determinação dessas
impedâncias teve que ser adaptada dos procedimentos clássicos de medidas.
Os métodos tradicionais de determinação de impedâncias (métodos do wattímetro,
voltímetro e amperímetro; dos três voltímetros, dos três amperímetros, das pontes, etc) são
limitados às faixas de freqüências para as quais os equipamentos de medida foram projetados.
Os voltímetros, amperímetros e wattímetros geralmente são construídos para trabalhar em
60Hz ou freqüências bem inferiores aos 400 kHz, usada neste trabalho. Os métodos devem ser
adaptados para as freqüências nominais às quais as impedâncias estão ou estarão submetidas.
Em freqüências de centenas de quilohertz, a maioria dos capacitores tem uma reatância
equivalente indutiva significativa e os indutores comuns, bem como a maioria dos
enrolamentos ordinários de transformadores, apresentam reatâncias capacitivas significativas
(ver ANEXO F).
Nos capacitores, isto acontece pelo fato de a maioria das tecnologias de fabricação
utilizarem capacitâncias enroladas, provocando o efeito indutivo.
Um capacitor com placas de 150 cm de comprimento e 4 cm de largura, de folhas de
alumínio comum para uso culinário, isoladas por um filme dielétrico plástico (usado para
armazenamento de alimentos em freezers), encontrado facilmente em qualquer supermercado,
foi enrolado até a metade de seu comprimento num sentido e o restante no sentido contrário,
visando a compensação do efeito indutivo. Este expediente garantiu um comportamento
capacitivo até uma freqüência bem superior a 500 kHz, o que prova que é possível se
construir capacitâncias “enroladas” para grandes freqüências. Este problema tecnológico
parece estar associado somente à demanda do mercado.
Nos indutores, a capacitância intrínseca do enrolamento, existente principalmente entre
os condutores que se encontram próximos, é a responsável pelo comportamento capacitivo em
altas freqüências. Um enrolamento efetuado com espaçadores, fios de Nylon (HARA, 2003),
poliéster ou polipropileno provaram ser eficazes na minimização deste efeito. O acoplamento
magnético não é afetado pelo uso dos espaçadores, uma vez que as espiras continuam
enlaçando o núcleo magnético (o acoplamento magnético pode ser afetado pela geometria ou
espalhamento do enrolamento, como discutido no ANEXO H).
70
Já os resistores, geralmente construídos numa arquitetura helicoidal com fios ou filmes
de materiais resistivos, também apresentam componentes capacitivos e/ou indutivos. Um
estudo mais detalhado sobre os componentes passivos R, L e C, bem como gráficos e seus
modelos em função da freqüência pode ser encontrado no ANEXO F.
4.6.1.2 A METODOLOGIA DE MEDIÇÃO DE IMPEDÂNCIAS
Utilizou-se um analisador de impedâncias HP4193A para medições acima de 400 kHz e
uma ponte RLC (MINIPA MX-801) para medições em 1 kHz. Nas freqüências não cobertas
por estes equipamentos, utilizou-se um método adaptado para os equipamentos comuns de
laboratórios de eletrônica (osciloscópios TEKTRONIX e KIKUSUI e geradores de função
TEKTRONIX CFG253), neste caso, limitado à máxima freqüência do gerador de funções (2
MHz).
Adaptou-se o método dos dois voltímetros e um fasímetro ao uso de um osciloscópio
para medir impedâncias a freqüências que vão de poucos kHz até 2MHz.
A Figura 4.20 ilustra o procedimento da medição e exemplifica uma tela de
osciloscópio com as formas de ondas relacionadas. Neste método, utiliza-se um resistor com
resistência R conhecida e com variação insignificante deste valor até a freqüência de
interesse, em série com a impedância a ser determinada (O Anexo F mostra o comportamento
dos resistores do mercado brasileiro em função da freqüência). O resistor deve ser bem
escolhido para aumentar a precisão do método (valor próximo ao do módulo da impedância
que se deseja medir). Seu valor deve, ainda, ser relativamente grande (acima de 1kΩ) para
apresentar reatância desprezível em altas freqüências.
Determinam-se, então, as tensões V
od
, V
id
e o tempo de atraso (t
od
negativo para Vo à
direita de V
i
) ou avanço (+t
od
, positivo para V
o
à esquerda de V
i
) de V
od
em relação a V
id
. O
tempo t
od
fornece o ângulo de defasagem
α
(t
od
.360/T) e deve ser medido pela passagem por
zero num osciloscópio previamente calibrado. O ensaio é feito com excitação senoidal. As
tensões V
id
e V
od
podem ser tomadas como valores de pico ou rms. Pelo fato de ser um único
experimento (1E) onde se medem duas tensões (2V) e uma fase (1F), refere-se aqui como
método 2V1F1E. Através destes valores, a impedância (módulo |Z| e o ângulo θ
Z
, na forma
polar |Z| / θ
Z
) podem ser então determinados por:
71
[Ω]
(4.35)
()(
22
sen.Vodcos.VodVid
R.Vod
Z
α+α−
=
)
e
[°]
(4.36)
,
cos.VodVid
sen.Vod
arctan
Z
α−
α−
−α=θ
respectivamente.
Uma adaptação alternativa, utilizada para referência, é o aqui chamado método dos
dois voltímetros e fasímetro com dois experimentos, cuja finalidade é a de minimizar erros de
medição, referido aqui por método 2V1F2E.
Z
L
.
Vid
Vod
Vid e Vod obtidos
pelas leituras dos
canais do osciloscópio
tod é o deslocamento
temporal de Vod em
relação a Vid.
[V]
Vid
Vod
tod
T
T=2.pi rad ou 360o
Eixo de Tempos do Osciloscópio
Z
L
.
Viu
Vou
R
R
[V]
Viu
Vou
tou
T
T=2.pi rad ou 360o
Figura 4.20.- Diagrama esquemático do processo de medição da impedância através do
método adaptado dos dois voltímetros e fasímetro utilizando dois experimentos (2V1F2E). Os
dois experimentos estão representados na figura acima, bem como o conteúdo das telas dos
osciloscópios de medição.
Neste caso, precisa-se de um segundo conjunto de medições, trocando o R e a
impedância desconhecida de lugar (os índices são trocados, então, de
d
(
down
) para
u
(
up
) em
inglês, devido à posição da impedância desconhecida). Agora,
V
od
e
V
ou
são as tensões sobre a
impedância desconhecida e o resistor de valor conhecido, respectivamente, medidas em dois
experimentos distintos, conforme demonstrado na Figura 4.20 e
t
od
e
t
ou
seus tempos de
defasagem.
Embora seja muito trabalhoso e exija muitas medições, este método oferece a vantagem
de um conjunto simples de equações de fácil manipulação (não necessitando de recursos de
72
computação), além de minimizar os erros de medição (eles acabam se anulando). As equações
para a determinação da impedância desconhecida são:
[Ω]
(4.37)
e
(
)
f.360.
tt
ouodudZ
−=−=
θθθ
,
[°]
(4.38)
respectivamente.
Testes com impedâncias conhecidas foram realizados. Na Figura 4.21, pode-se ver que
os métodos dos dois voltímetros e um fasímetro, com um e dois experimentos (2V1F1E e
2V1F2E), fornecem resultados idênticos, dentro da precisão dos instrumentos.
[Zin] Métodos 2V1F1E e 2V1F2E [ohms]
0306090120
Valores de referência [ohms]
0
30
60
90
120
Método 2V1F2E
Método 2V1F1E
Retas de regressão
Vou
Vod.R
Z =
&
Figura 4.21.- Comparação entre os métodos 2V1F1E (círculos) e 2V1F2E (triângulos).
Estes métodos apresentaram os mesmos resultados quando comparados dentro da faixa
comum ao medidor HP4193A, de 400,00 kHz a 2,00 MHz. Outros métodos de medição de
impedâncias (método dos três voltímetros e o método dos dois voltímetros e amperímetro)
foram utilizados e os resultados obtidos, quanto à precisão e exatidão (acurácia) foram
rigorosamente os mesmos.
73
4.6.2 MEDIÇÃO DO FATOR DE ACOPLAMENTO DE TRANSFORMADORES
A determinação prática do valor do fator de acoplamento k de um transformador (ou de
qualquer circuito magnético acoplado) com razoável exatidão, é feita utilizando-se a equação
(4.6) e os valores medidos das indutâncias no primário para os casos de secundário em aberto
(L
11
) e secundário em curto (L
11sc
).
O valor de k é importante para a determinação do valor da indutância mútua M do
modelo, que é determinado através da equação (4.5).
Deste modo, medindo-se L
11
, L
22
, L
11sc
e k, pode-se determinar a indutância mútua M e o
ganho de tensão a (equação (4.1)). Todos os modelos baseados em indutâncias próprias e
mútuas podem ter seus parâmetros quantificados deste modo.
4.6.3 FIO LITZ E EFEITO PELICULAR (SKIN EFFECT)
A fim de estudar modos de compensação de parâmetros de transformadores em altas
freqüências, estudou-se os efeitos pelicular e ‘de proximidade’ sobre os parâmetros indutância
e resistência de enrolamentos típicos de transformadores. Um experimento onde se enrolou 10
espiras sobre um toróide de ferrite, para três casos: para cabos "Litz" contendo 1, 4 e 10 fios
26 AWG, demonstrou não haver grande diferença na transmissão de corrente em baixa
potência, mas demonstrou o efeito pelicular. O efeito pelicular faz com que a resistência vá
aumentando em função da freqüência e a indutância vá diminuindo (SCHULTZ, ROUDET &
SCHELLMANNS, 1997). A Figura 4.22 ilustra o efeito pelicular. A reta (linha cheia)
representa o efeito pelicular estimado, conforme MELLO (1996). Na mesma figura pode-se
notar o efeito da proximidade, no canto superior direito. O efeito de proximidade aumenta o
efeito pelicular quando as dimensões da distância entre fios e diâmetro dos mesmos são da
mesma ordem (TERMAN, 1943). Ainda conforme TERMAN (1943), este efeito tende a
inclinar a ponta da reta para cima nas altas freqüências. Algumas geometrias como, por
exemplo, bobinas feitas de faixas metálicas enroladas, o efeito de proximidade pode até
mesmo ser negativo, contrapondo-se ao efeito pelicular. A Figura 4.23 mostra que o efeito
pelicular atuando no aumento da resistência intrínseca e na diminuição da reatância indutiva
de uma bobina, em função da freqüência, para três tipos de cabos: um unifilar e dois cabos
74
Litz, com 4 e 10 fios, respectivamente. Pode-se ver que já nas freqüências eletrocirúrgicas
(acima de 300 kHz) estes efeitos já influenciam nos valores resistivos e indutivos dos
enrolamentos. Não foram observadas diferenças significativas quanto ao fato de serem 1, 4 ou
10 fios condutores enrolados no cabo Litz.
f[Hz]
10
4
10
5
10
6
10
7
10
8
R[ohm]
10
-1
10
0
10
1
10
2
10
3
Figura 4.22.- Efeito pelicular (Skin Effect) demonstrado sobre a resistência equivalente série
de um enrolamento simples. No canto superior direito o efeito da proximidade faz a
resistência aumentar além do previsto pelo efeito
skin
.
f [kHz]
10
1
10
2
10
3
Re [ohms]
10
-1
10
0
10
1
10
2
10
3
f [kHz]
10
1
10
2
10
3
Indutância [mH]
10
1
10
2
Figura 4.23.- Demonstração do efeito pelicular sobre o aumento da resistência intrínseca do
enrolamento de uma bobina e a diminuição da indutância da mesma, ambos em função da
freqüência, para cabos Litz de 1, 4 e 10 fios (círculos, quadrados e losangos,
respectivamente).
75
4.7 RESULTADOS
4.7.1 MODELOS DOS TRANSFORMADORES
O modelo Gama é útil para utilizações de freqüências fixas ou faixas estreitas. É
inadequado quando a carga é predominantemente reativa. Para este caso, o modelo T com C2
é mais apropriado. Estes e outros resultados relativos ao estudo dos transformadores são
apresentados a seguir. Um resultado secundário (colateral), onde o modelo T com
capacitância C2 pode ser usado como sensor capacitivo de alta sensibilidade está apresentado
no Anexo I.
4.7.2 RESULTADOS DOS MODELOS PARA O TRANSFORMADOR DE ESTUDO.
O transformado de referência, manufaturado sem nenhum cuidado especial, de núcleo
EE de ferrite, com secundário com 114 espiras em quatro camadas enroladas mais
internamente, tendo apresentado uma indutância de 41,5 mH a 1 kHz, primário com 53
espiras em duas camadas enroladas externamente ao carretel (sobre o secundário), fornecendo
um valor a 1 kHz de 9,26 mH e conseqüentemente um ganho de tensão a=2,117, mostrou o
comportamento ilustrado na Figura 4.24.
Esta figura mostra o módulo da impedância de entrada do transformador e sua parte
resistiva (real), ambos em função da freqüência, normalizados em função da parte real. Pode-
se notar que a primeira ressonância do transformador descrito (85 kHz) está localizada abaixo
da freqüência de operação da maioria dos equipamentos eletrocirúrgicos. Sem cuidados
especiais na manufatura, isso, na maioria das vezes, ocorrerá, podendo causar problemas
operacionais do transformador e de engenharia de filtros e compensação da saída. Os
cuidados já mencionados para minimização da capacitância do secundário (C2) são essenciais
para se evitar este problema. Todos os transformadores para fins eletrocirúrgicos devem
obrigatoriamente ter a capacitância C2 minimizada.
Aconselha-se idealmente que a região de ressonância esteja afastada uma década da
faixa de trabalho, deixando uma boa faixa de segurança operacional contra as flutuações da
freqüência de ressonância em função das capacitâncias parasitas que podem aparecer em
76
paralelo com a saída (provenientes principalmente dos cabos de aplicação de energia). Se o
conjunto de freqüência de operação e faixas de flutuação da carga não permitirem a operação
do transformador antes da primeira ressonância, pode-se projetá-lo de forma a trabalhar entre
a primeira e segunda ressonâncias, embora isso leve a alguns problemas de engenharia na
implementação de filtros.
Z e R normalizados ([Z]/R e R/R)
para demonstrar a ressonância.
f[kHz]
0 50 100 150 200 250 300 350
[Z]/R e Re/Re "normalizado"
0.1
1
10
100
1000
Figura 4.24.- Ressonância do transformador com secundário em aberto. A parte real foi
normalizada para a unidade (R/R= ) e o módulo da impedância normalizada em função da
parte real (|Z|/R=)
As curvas completas do transformador de referência utilizado para o estudo se
encontram plotadas na Figura 4.25
Dois tipos de transformadores foram manufaturados visando a otimização das
características necessárias de um transformador eletrocirúrgico (principalmente uma
freqüência de ressonância maior que a freqüência de operação, um ganho de tensão entre 4 e 5
e resistências de enrolamento abaixo de 1 Ω):
• O primeiro, um transformador simples, chamado aqui de "Orca", com núcleo EE,
marca Thornton, ferrite IP12R com dimensões de 66,5 x 52,4 x 64,4 mm (núcleo
montado), com primário com 3,5 espiras espaçadas (ar) e secundário com duas
camadas de 13 espiras cada, com enrolamentos espaçados por fios de poliéster com
1,7mm de diâmetro, enrolados em carretel de papelão;
• outro duplo, com dois transformadores iguais em série, cada um com 28 espiras (cabo
Litz com 4 fios 20 AWG torcidos) em três camadas separadas por fita adesiva plástica
77
e os enrolamentos separados por barbante de poliéster (diâmetros de 1,7mm), com
primário (cabo Litz com 10 fios 20 AWG torcidos) com 4 voltas (espaçadas com o
mesmo barbante) numa única camada.
A diferença de materiais dos dois núcleos, o primeiro de material IP6 e o segundo de
material IP12R, ambos da Thornton, e as diferenças do número de espiras e geometria
causaram as diferenças entre as indutâncias medidas (
L
11
para o material IP6 foi de 45µH e
para o material IP12R de 97,5µH e L22 com valores 2,33 mH e 5,1mH, respectivamente). O
transformador duplo teve preferência quanto ao uso por ser mais fácil de encontrar seus
componentes magnéticos (o núcleo "Orca" só é fabricado sob encomenda). O transformador
duplo (os dois transformadores descritos unidos em série) apresentou a 400 kHz as seguintes
impedâncias: Zpsa=685/64,5
o
[Ω], Zpsc=3,27/77,8
o
[Ω], Zspa=51000/51
o
[Ω] e
Zspc=138,5/86,8
o
[Ω]. A foto destes transformadores está mostrada na Figura 4.26.
[kHz]
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
Módulo [ohms]
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
Módulo de Zpsa
Módulo de Zspa
Módulo de Zpsc
Módulo de Zspc
frequência [kHz]
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
Fase [graus]
-90
-60
-30
0
30
60
90
Fase de Zpsa
Fase de Zspa
Fase de Zpsc
Fase de Zspc
Figura 4.25.- Curvas completas do transformador de referência utilizado no estudo dos
modelos. As impedâncias do primário com secundário em aberto (Zpsa), e com secundário em
curto (Zpsc), juntamente com às do secundário com primário em aberto (Zspa) e com
primário em curto (Zspc) estão mostradas na forma polar (módulo e fase).
78
Figura 4.26.- Fotografia dos transformadores duplo (esquerda) e "Orca" (direita).
O desempenho em função da freqüência destes transformadores foi comparado com a
de um transformador toroidal construído sob encomenda (especificamente para este
equipamento, tendo sido informados sua finalidade os parâmetros requeridos de projeto) à
Toroid do Brasil. A Figura 4.27 mostra os módulos da impedância do primário (com
secundário em aberto) desses transformadores.
Comparação entre os trafos fornecido industrialmente, duplo e Orca
Frequência [Hz]
10
3
10
4
10
5
10
6
Módulo da Impedância Zpsa [ohms]
10
0
10
1
10
2
10
3
10
4
10
5
Transformador Duplo
Transformador Orca
Transformador Toroidal de fábrica
Frequência de operação
Figura 4.27 .- Curvas de resposta dos módulos das impedâncias dos primários com
secundários em aberto para os dois tipos de transformadores manufaturados para a saída do
equipamento eletrocirúrgico e para o transformador fornecido pela Toroid do Brasil. O
transformador duplo se refere a uma configuração série de dois transformadores de ferrite e o
Orca ao núcleo gigante de ferrite IP12R.
Nota-se que o ponto quiescente (freqüência de operação) para o transformador toroidal
(fabricado sob encomenda) apresenta a pior característica, pois está entre duas freqüências de
ressonâncias muito próximas e que variam praticamente em função de todos os parâmetros do
transformador e de reatâncias parasitas. Transformadores com este são normalmente
79
utilizados em equipamentos eletrocirúrgicos (a empresa financiadora do início desse projeto
os usa), a despeito dos problemas que pode inserir nos equipamentos eletrocirúrgicos.
Ressalta-se que o uso do transformador toroidal provocou várias queimas de transistores do
estágio de saída do equipamento desenvolvido, provavelmente causadas pela variação entre
características indutivas e capacitivas (o ponto quiescente está muito próximo das freqüências
de ressonâncias f
o2
e f
o3
) causadas por outros parâmetros dos circuitos (veja Figura 4.27). Tão
pouco seria desejável que a freqüência de operação estivesse entre fo1 e fo2, porque os
circuitos de compensação e filtro deveriam ser indutivos, muito mais complicados de serem
obtidos comercialmente.
4.7.3 CAPACITÂNCIA DE SAÍDA
O anexo I demonstra o efeito do capacitor C2 quando sem carga. Para cargas muito
grandes (R
L
pequenos) o capacitor de saída, exigido por norma (IEC 601-2-2, 1991), para
proteção do paciente, não maior que 50 nF, apresenta o mesmo comportamento. Quando
comparado com a carga resistiva de interesse, que vai de 50 a 2000 ohms, o efeito (do anexo
I) é desprezível. Sua principal utilidade, então, reside na compensação reativa do
transformador e na proteção do paciente contra correntes DC. A Figura 4.28 mostra o efeito
da modificação da carga R
L
sobre o primeiro pico de ressonância do transformador (sem
capacitâncias em série com a mesma). As equações apresentadas do modelo delta-estrela
foram implementadas numericamente através de um programa em C (anexo C), utilizando-se
os valores do transformador de referência, e os resultados estão mostrados na Figura 4.28 e
restantes no anexo C. Um capacitor em série (como é o caso do capacitor exigido por norma)
com a carga resistiva tem o efeito de minimizar (e por vezes anular) o efeito da modificação
do valor de R
L
sobre o primeiro pico de ressonância. O capacitor exigido por norma, torna a
primeira ressonância da curva de impedância de entrada do transformador independente das
modificações de R
L
. Entretanto, as capacitâncias parasitas que surgem em paralelo com a
carga têm grande influência sobre a curva, fazendo com que o pico de ressonância seja
deslocado na freqüência, trazendo riscos para os componentes da etapa de saída.
80
Impedância
Normalizada
1
Freqüência [kHz]
Figura 4.28.- Comportamento da curva de Zpsa em função da modificação gradativa de
R
L
,
variando de 2000 (quando o pico está no máximo) a 4 ohms (quando o pico está no mínimo).
O efeito é particularmente forte abaixo dos 500 ohms. A figura foi capturada da tela de
resposta do programa (ANEXO C) escrito para este fim e não apresenta unidades (o eixo
horizontal representa a freqüência em kHz e o vertical a amplitude relativa.
4.7.4 CONCLUSÕES
O modelo Gama do transformador é o escolhido para medir e viabilizar calibrações
reativas no transformador do equipamento eletrocirúrgico. Todo o processo de medição
proposto, no que se refere aos parâmetros de
a
,
k
e
M
se mostrou exato, simples e muito útil.
O modelo T clássico (Figura 4.6) é apropriado para o uso com qualquer tipo de meio
magnético (vácuo, ar, ferro, fitas metálicas, pó-de-ferro, ferrite, etc.), desde que sua faixa de
operação esteja abaixo da primeira freqüência de ressonância do transformador.
Qualquer dos modelos delta-estrela, gama ou T-com-C2 pode ser utilizado para
projetar transformadores de potência em altas freqüências e até mesmo para transformadores
sintonizados (na primeira freqüência de ressonância), desde que se respeitem as limitações de
cada modelo.
O modelo T-com-C2 não é adequado para cargas com pequeno valor ôhmico
(apresenta sensíveis distorções em relação às medições efetuadas). É especialmente útil para a
determinação da capacitância intrínseca do secundário (parâmetro essencial de projeto).
O modelo Gama pode ser adotado para os cálculos aproximados (exatos quando a
carga tiver valor fixo) da etapa de saída e dos filtros do lado do paciente.
81
As determinações dos valores de C1 e C12 não foram essenciais para este trabalho,
mas, se for necessário, devem ser equacionados para se completar o modelo delta-estrela.
Os modelos propostos (baseados em indutâncias mútuas e próprias) não usam o
conceito de transformador ideal e, por isso, independem da escolha da posição onde o mesmo
está localizado (como dependem os modelos de magnetização e perdas). A equação (4.32),
supostamente uma equivalência entre os modelos baseados em indutâncias própria-e-mútuas e
em indutâncias de perdas-e-magnetização, não se verifica quantitativamente quando
defrontada com valores práticos (medidos). Qualquer tentativa de se fazer a equivalência entre
estas duas arquiteturas de modelos deve levar em conta o "transformador ideal" utilizado.
82
83
CAPÍTULO 5
5 CIRCUITOS DE SAÍDAS DE EQUIPAMENTOS ELETROCIRÚRGICOS
Dois tipos de saídas foram implementados e testados quanto às capacidades de gerar
um sinal o mais senoidal possível: uma saída chaveada, utilizando transistores MOSFET e
uma saída utilizando transistores bipolares em classe B. A saída em classe B foi à escolhida
para o equipamento por ter um sinal muito próximo do senoidal e por ter algumas vantagens
relacionadas ao seu controle e a regulação de potência. As vantagens e desvantagens de cada
tipo são discutidas neste capítulo.
5.1 INTRODUÇÃO
Nos anos 70, os equipamentos eletrocirúrgicos passaram por uma renovação
tecnológica que não foi aclamada universalmente, como aconteceu em outros setores, devido
ao pouco avanço técnico qualitativo que os semicondutores trouxeram a esta área
(WEBSTER, 1988). Entretanto, a revolução tecnológica dos dispositivos de estado sólido
proporcionou uma significativa diminuição do tamanho e preço dos equipamentos. Quanto ao
tamanho, passaram dos médios 150 dm
3
, para o caso dos bisturis com centelhadores, para
meros 25 dm
3
, um ganho da ordem de seis vezes em volume (NEHOS, 1989). Quanto à vida
útil dos componentes semicondutores, houve também um aumento significativo. Isso, aliado
às vantagens econômicas, contribuiu para que poucas dúvidas pairassem sobre a renovação
tecnológica.
Mas as características dos semicondutores de alta potência (diodos e transistores)
impunham limitações de amplitudes de tensão que restringiam drasticamente os fatores de
crista essenciais para a coagulação (WEBSTER, 1988). Além disso, para a consecução das
correntes necessárias, era (e ainda é) preciso bancos de vários transistores (nominalmente
idênticos) em paralelo. O uso de circuitos protetores, a evolução dos transistores bipolares de
alto desempenho e transistores de efeito de campo (MOS-FET) propiciaram saídas de até
84
9000 Vpp (lado do paciente) e fatores de crista de até 13 (WEBSTER, 1988). Estes
parâmetros só podem ser apropriadamente atingidos se os transistores de saída funcionarem
de modo chaveado (saturação e corte para os bipolares e ON/OFF para os MOS-FETs), ou
seja, no modo de menor dissipação de potência.
Este tipo de saída espalha a potência entregue por uma ampla faixa espectral, tendo
conseqüências desconhecidas em relação ao paciente e causando interferência em outros
equipamentos. Neste trabalho a proposição inicial de uma saída senoidal visa a diminuição
dessas interferências de altas freqüências e a possibilidade de estudo de comparação entre os
efeitos da saída realmente senoidal em relação às utilizadas atualmente. Os fabricantes dos
instrumentos atuais declaram que suas saídas são senoidais porque conseguem esta forma de
onda aproximada após o sinal chaveado ter passado pelo transformador de saída. Porém,
mesmo estas formas filtradas de onda têm várias componentes em freqüências mais altas
(PIERCE, 1986) e os sinais de altas freqüências gerados no amplificador ainda constituem um
problema, como se verá adiante.
Além disso, estas saídas não foram concebidas visando especificamente a regulação da
potência (manutenção de uma potência previamente ajustada sobre uma carga variável). O
que se encontra nos equipamentos atuais é normalmente a regulação da alta tensão aplicada ao
paciente (WEBSTER, 1988), o que é diferente da regulação em potência. Em um
equipamento tradicional, supondo um ajuste para a saída de 200 V
rms
, se a carga desce dos
300 ohms médios para 100 ohms, tem-se uma diferença de potência entregue, desprezando
quaisquer outros limites, de 133,33 W para 400 W, respectivamente. Vários fabricantes
declaram ter resolvido este problema, mas com talvez uma única exceção (alguns modelos
ERBE), a maioria não declara a unidade W (watt) no painel, o que, quando interpretado
segundo a normalização (NBR-IEC 60602-2-2/1998), significa uma pobre regulação em
potência. A seguir, apresentam-se estudos sobre os tipos de saída, suas vantagens e
desvantagens e os resultados do tipo de saída implementada neste trabalho.
5.2 SAÍDAS CHAVEADAS
Uma saída chaveada controla a energia entregue através da modulação por largura de
pulso (PWM) geralmente do parâmetro tensão de excitação do transformador de saída. Neste
tipo de modulação, a largura do pulso está relacionada com o tempo em que o transistor de
85
saída fica no estado ON para FETs ou MOS-FETs ou saturado para bipolares (estado de
condução) em relação ao ciclo total. Como esta excitação deve atravessar um transformador,
ocorre que um tempo de 52% saturado produz um efeito igual ao tempo de 48% saturado, ou
seja, uma modulação a partir dos 50% passa a ser simétrica a modulação da primeira metade.
Isto significa que o máximo tempo em alta deve ser 50% e este corresponde a maior potência
que pode ser transferida. Por esse motivo, como se pode ver detalhadamente na dedução
apresentada no ANEXO E, o máximo ciclo de trabalho possível é de 50% e a largura média
do pulso PWM é de 25%. A Figura 5.1 mostra a forma de onda do pulso onde o ciclo de
trabalho é dado pela razão entre o tempo em alta (
τ
º
) e o período (
T
), ou seja, (
τ
º
/T
).
100%
.
Figura 5.1.- Forma de onda do sinal modulante. O ciclo de trabalho (
duty cicle
) é dado por
τ
º
.
100%
/T
.
τ
o
T
[V]
t [s]
Na modulação por largura de pulso, o parâmetro modulado é o tempo relativo (largura
do pulso) do pulso não nulo. Sua largura instantânea τ
(t)
, para um sinal modulante
e
m
(t)
e uma
constante do circuito modulador
β
[s/V], é (GOMES, 1988):
),t(em.
o)t(
β+τ=τ
[s] (5.1)
onde o sinal modulante,
e
m
(t)
, pode ser representado como:
),tcos(.E)t(e
mmm
ω=
[V]
(5.2)
onde
E
m
é o valor máximo (de pico),
ω
m
a freqüência angular (2.π.f
m
) do sinal modulante.
Manipulando as equações (5.1) e (5.2) pode-se chegar a:
()(
,tωm.cos1ττ
mo(t)
+=
)
[s]
(5.3)
onde
m
é o índice de modulação PWM que segue a seguinte relação:
.
o
E.
m
m
τ
β
= [Adim.]
(5.4)
86
O sinal modulado PWM completo
e(t)
é representado pela equação (5.5) (GOMES,
1988).
() ()()
tncostcosm1
T
..n
sen
n
1
E2
t.cos
T
EE
T
E
)t(e
o
1n
m
o
oo
m
o
mo
o
oo
ω
ω+
τπ
π
+ω
β
+
τ
=
∑
∞
=
()
)
[V]
(5.5)
E sua banda
B
é determinada pela relação da equação
(
,
m1o
1
B
−τ
= [Hz]
(5.6)
com m<1.
A Figura 5.2 mostra o espectro teórico de
e(t)
, para uma freqüência portadora de 400
kHz, e freqüência modulante de 20 kHz com ciclos de trabalho (
duty cicles
) de 25%, 50% e
1%, respectivamente. As amplitudes estão normalizadas em relação à máxima transferência
de potência (50%). Para
τ
o
=25%, 54,8% da energia entregue está concentrada (até 200 kHz
acima e abaixo da freqüência declarada) perto da freqüência declarada (400 kHz), com 17,2%
em freqüências muito baixas (incluindo o valor médio, principal componente da potência
ativa, e uma componente na freqüência de modulação, que pode causar eletroestimulação).
Dos três levantamentos matemáticos, o que usa
τ
o
=25% apresenta o maior desperdício de
energia em altas freqüências. Esta energia, na faixa dos megahertz, se acopla reativamente
com objetos próximos.
Ainda, na mesma figura, para
τ
o=
50%, tem-se a concentração de 26% de energia ao
redor da freqüência declarada, 32,2% em baixas freqüências (aproximadamente 15% desta
está na freqüência modulante, podendo ser convertida em eletroestimulação.
Contra-intuitivamente, a maior concentração (menor espalhamento espectral) de
energia próxima à freqüência declarada é para quando
τ
o=
1%. No último gráfico da Figura
5.2, pode-se observar que 87,8% de toda a energia entregue está concentrada próxima a
f
o
e
nas baixas freqüências, com uma parte ínfima desperdiçada nas altas freqüências.
É interessante obter o máximo de modulação para poder regular a maior faixa possível
de potência ou tensão entregues, mas quanto maior o índice de modulação, maior a banda e
mais distribuída na freqüência estarão as componentes de energia.
Uma conclusão imediata é a de que tanto a quantidade relativa (a máxima energia
produzida) de energia entregue quanto à energia indesejável são dependentes do índice
instantâneo (
E
m
e/ou
τ
o
podem mudar durante o processo da regulação) de modulação, o que
87
torna estas saídas pouco eficientes e difíceis de se controlar, mesmo considerando as
vantagens de dissipação que o processo chaveado tem sobre o processo da região ativa.
Espectro do sinal PWM,
τ
o=50%, fo=400kHz, fm=20kHz
f [Hz]
0.0 400.0x10
3
800.0x10
3
1.2x10
6
1.6x10
6
2.0x10
6
2.4x10
6
Potência Normalizada
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Espectro PWM,
τ
o=25%, fo=400kHz, fm=20kHz
f [Hz]
0.0 400.0x10
3
800.0x10
3
1.2x10
6
1.6x10
6
2.0x10
6
2.4x10
6
Potência Normalizada
0.0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
Espectro PWM, τo=1%, fo=400kHz, fm=20kHz
f [Hz]
0.0 400.0x10
3
800.0x10
3
1.2x10
6
1.6x10
6
2.0x10
6
2.4x10
6
Potência Normalizada
0.000
0.004
0.008
0.012
0.016
0.020
Figura 5.2.- Espectro teórico do sinal da equação (5.5) para vários índices de modulação.
A Figura 5.3 ilustra a saída típica dos sistemas chaveados no modo de corte puro, já
após o transformador de saída e circuitos de filtragem, declarados como saída senoidal. Um
ruído de alta freqüência pode ser notado na parte superior da onda (relacionado com o corte
do transistor), com mais de 20 volts pico a pico.
88
Figura 5.3.- Saída típica de sistemas chaveados. Cada divisão corresponde a 50V e 1 µs.
Figura 5.3
Na Figura 5.4, que representa o espectro do sinal mostrado na Figura 5.3, pode-se
notar as fortes componentes em baixas freqüências e algumas componentes acima da
freqüência fundamental
1
. Nota-se a grande componente indesejável em 214kHz.
Potência distribuída na frequência
n.fo (fo=428,6kHz)
0246810
Amplitude normalizada
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
Figura 5.4.- Espectro da potência distribuída em freqüência do sinal fotografado da Figura
5.3. 128 pontos foram coletados manualmente para compô-lo. O eixo das abscissas foi
relativizado à freqüência fundamental de 428,6kHz, com passos de metade da mesma.
A Figura 5.5 mostra o espectro teórico da potência de um sinal PWM com portadora
quadrada (modo de coagulação, sem filtragem do transformador). Neste caso, 14,55% deste
sinal de coagulação está abaixo dos 300 kHz. Excetuando-se o valor médio, há quase 10% de
1
O espectro foi determinado mediante levantamento manual de 128 pontos da fotografia da , usando
pouco mais que um ciclo e meio do sinal. Esta técnica provoca distorções, principalmente em altas freqüências.
O espalhamento espectral ao redor das raias principais também fica comprometido. Não foi possível se obter a
amostragem direta deste equipamento.
89
energia considerada indesejável, que não deve ser aplicada ao paciente, sob perigo de causar
eletroestimulação.
Espectro do Sinal PWM 50% x Onda Quadrada 50%
(Coagulação PWM)
85,45% acima de 300kHz e
21,05% para BW de 200kHz. Mais de 1/3 da
potência está acima de 1MHz.
f [kHz]
0 400 800 1200 1600 2000 2400 2800
Potência Normalizada
0.0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
Figura 5.5.- Espectro do sinal de coagulação 50% PWM com portadora quadrada. Mais de um
terço (1/3) da energia se encontra acima de 1 MHz.
Mais de um terço (1/3) da energia está localizada acima de 1.0 MHz. Esta energia
também é indesejável, uma vez que pode ser dissipada nos objetos, equipamentos ou pessoas
ao redor, através de caminhos reativos parasitas (dentre os quais os responsáveis pela
interferência eletromagnética). Estes fatos apontam para a necessidade de se gerar ondas o
mais senoidais possíveis.
Um circuito de saída típica, ilustrado na Figura 5.6, mostra transistores em
configuração paralela para divisão de corrente e da dissipação térmica. O conjunto excita um
circuito tanque sintonizado formado pelo primário do transformador de saída, um capacitor e
um resistor de amortecimento (
damping resistor
) (WEBSTER, 1988).
Vb
VCC
T1
1 5
4 8
Figura 5.6.- Saída tradicional com transistores em paralelo para divisão de corrente. Adaptada
de WEBSTER (1988).
90
Outros circuitos utilizando transistores MOS-FETs ou arquiteturas híbridas (MOS-
FETs e bipolares) também são utilizados. A freqüência de utilização não permite, por
enquanto, o uso das tecnologias de tiristores e IGBTs (
Insulated Gate Bipolar Transistor
). Os
elementos de filtragem, comumente encontrados nos equipamentos eletrocirúrgicos, não são
mostrados.
Um problema típico das saídas chaveadas é a necessidade de filtros que tornem a saída
o mais senoidal possível, filtrando tanto as freqüências muito altas (que podem trazer perigo
ao paciente e equipamentos por acoplamentos capacitivos) como às muito baixas,
provenientes das modulações dos
Blends
, coagulação e do processo de faiscância (ver
Capítulo 6). A Figura 5.7 ilustra um filtro típico utilizado nestes circuitos. Seu projeto tem um
grande grau de dificuldade, que é contornado com indutores variáveis, geralmente
manufaturados, para calibração
in loco
.
As filosofias básicas utilizadas nos circuitos de saída são o uso de transistores
bipolares e/ou FETs em regime chaveado. Para minimizar ou resolver problemas (tais como o
estresse térmico, limites de tensão, corrente, potência e ruptura secundária), arquiteturas
paralelas, em cascata, em ponte, em série, com relés chaveados em alta freqüência ou
multiplexadas são utilizadas em muitas versões de vários fabricantes (WEBSTER, 1988;
WEM, 1993; VALLEYLAB, 1991).
1 5
4 8
1
5
4
8
1
1
Paciente
Balanceamento
Filtros série/paralelo
Figura 5.7.-Filtro típico necessário em saídas chaveadas.
A Figura 5.8 mostra o circuito desenvolvido para estudo das saídas chaveadas (para
fins de comparação com a saída senoidal) com MOS-FETs (IRF640) especiais e diodos ultra-
rápidos (
Ultra Fast diodes, UF5404
). Os problemas derivados do chaveamento e dos picos
reversos de tensão durante o desligamento tornam o circuito muito crítico, fazendo com que
aproximadamente metade de seu preço total seja gasto com componentes com finalidade de
proteção. Além da proteção, é interessante observar que o circuito excitador (formado pelos
91
transistores Q1, Q2 e Q3) do
gate
do MOSFET é a parte mais importante (e crítica) da saída,
pois deve ser capaz de injetar e drenar as cargas necessárias do
gate
no tempo apropriado.
Figura 5.8.-Diagrama esquemático da saída chaveada com controle PWM montada com a
finalidade de compará-la a saída senoidal (versão maior no ANEXO A).
Entretanto, a desvantagem maior da arquitetura chaveada é a fraca qualidade de
controle da potência. Para se ter faixas de controle adequadas às exigências da norma
específica, ter-se-ia de ter um chaveamento das altas tensões DC, como, por exemplo, 50,
100, 150 e 200 volts para se atingir um ajuste e regulação finos de potência. Este
chaveamento de tensões é difícil de ser implementado, além de ser muito caro.
Diodos
Zener
ultra-rápidos de proteção fonte-dreno e diodos que protegem os
transistores das correntes de
fly-back
dos transformadores são cuidados obrigatórios
(WEBSTER, 1988). Um problema grave das saídas chaveadas são as oscilações que aparecem
em função das reatâncias presentes no circuito, da não linearidade dos componentes
(transistores), da alteração dinâmica da impedância equivalente do transformador (devido à
modificação dos valores das reatâncias parasitas, principalmente devidas ao cabo de
92
aplicação) e de efeitos ainda indeterminados causados pelo processo de faiscância. Estas
oscilações podem gerar danos aos componentes, levando-os à queima imediata.
Para minimizar estes perigos, filtros são adicionados ao circuito para proteger os
transistores. Estes circuitos costumam consumir uma quantidade considerável de energia
reativa (volt-ampere-reativos-segundo, VAr-s), o que diminui muito a eficiência energética do
equipamento. Neste trabalho, a eficiência energética do equipamento,
η
e
, será dada em forma
de percentagem da razão percentual entre a energia útil em W.s entregue à carga (paciente) e a
energia em VA-s que entra no equipamento [W/VA %].
A Tabela 5-1 apresenta um resumo das principais características de vários
equipamentos comerciais. Entre elas, pode-se verificar as eficiências energéticas dos
equipamentos citados (coluna 10). Na primeira coluna, os fabricantes e os modelos dos
equipamentos são arrolados. A coluna 2 contém a potência máxima de corte (declarada em
watts), a carga sobre a qual os valores foram declarados (em ohms), a tensão máxima em volts
(supõe-se que todos os fabricantes declarem valores rms) e o valor do fator de crista para o
corte, respectivamente nesta seqüência. As colunas de 3 a 9 contêm a potência máxima de
corte (W), a carga sobre a qual os valores foram declarados (Ω), a tensão máxima (Vrms) e o
valor do fator de crista para Blend, Coagulação, Dessecação, Fulguração, Spray, Coagulação
Bipolar e Corte Bipolar, respectivamente. A coluna 10 mostra os valores da potência aparente
de entrada do equipamento para o modo de corte, a potência útil máxima declarada (em watts)
para o corte e a eficiência energética dos equipamentos.
A coluna 11 da Tabela 5-1 mostra as freqüências de corte e modulante média
dos blends. Na coluna 12 são mostradas as freqüências portadora de coagulação, modulante
da coagulação e modulante da coagulação tipo Spray. A coluna 13 mostra as freqüências de
corte e coagulação bipolares, enquanto que a coluna 14 mostra a exatidão declarada do
equipamento. A última coluna contém comentários adicionais sobre alguns dos equipamentos.
Os dados foram coletados de folders, manuais, webpages promocionais, catálogos dos
fabricantes, cada um tendo sido encontrado em mais de uma fonte diferente.
A Tabela 5-1 resume a eficiência energética de modelos de equipamentos importantes
do mercado. Nota-se que nenhum equipamento apresentou eficiência energética maior que
50%.
93
94
Tabela 5-2.- Eficiência energética de equipamentos de saída chaveada.
Fabricante Energia de
entrada [VA]
Energia
máxima de
saída [W]
Efic
η
e
[%]
Conmed Aspen Excalibur 780 300 38,4%
Conmed Sabre 2400 840 300 35,7%
Conmed Bard 5000 1320 350 26,5%
ValleyLab Force2 700 300 42,9%
ValleyLab ForceFx 770 300 39,0%
ValleyLab Force4 700 300 42,9%
Existem ainda poucos equipamentos com saídas em classe C que demandam
evidentemente muitos circuitos auxiliares para a proteção de seus transistores bipolares (em
trabalho dentro da região ativa, os bipolares ainda são preferidos aos FETs).
Seja qual for o tipo de saída, é desejável que a mesma tenha uma impedância de saída
entre 300 e 500 ohms, que é a faixa mais comum de resistência apresentada como carga para
o equipamento eletrocirúrgico.
A seguir, apresenta-se um estudo de uma saída senoidal, para freqüências de centenas
de kHz, gerada através de um circuito onde transistores bipolares funcionam dentro da região
ativa.
5.3 SAÍDA SENOIDAL EM REGIÃO ATIVA
Uma das propostas deste trabalho é estudar os fenômenos físicos envolvidos no
processo eletrocirúrgico, em particular a faísca eletrocirúrgica. Para tanto, é necessário que se
tenha um sistema que possa fornecer energia faiscante com o mínimo de distorção
(principalmente em freqüências harmônicas) possível. Foi necessário, então, obter-se uma
saída bem próxima de uma senoide. Como é incomum este tipo de saída em equipamentos
eletrocirúrgicos, visou-se também o estudo das necessidades e limitações deste tipo de
circuito, principalmente térmicas. Projetou-se um amplificador de potência push-pull com
transistores bipolares npn. Não foi utilizado o paralelismo de transistores para suporte da
corrente total ou divisão da dissipação térmica para efeitos de estudo dos limites desta
arquitetura. A Figura 5.9 mostra o diagrama esquemático do circuito desenvolvido.
95
Figura 5.9.- Diagrama esquemático do circuito de teste da saída senoidal.
Todo o circuito tem referência própria e flutuante, para evitar acidentes de contato. O
transistor bipolar MJL3281 suporta Vce
max
de 200 V, Ic de 15 A e potência de 200 W. Os
limites de potência, ruptura secundária e tensões estão ilustrados na Figura 5.10, assim como a
curva típica para cargas indutivas. Se a carga fosse resistiva, no exemplo da figura, haveria no
lugar da curva elipsoidal somente uma reta coincidente com a reta de carga CA. Uma carga
indutiva tem o comportamento ilustrado pela elipse (KAUFMAN & SEIDMAN, 1982)
deformada da figura (o termo
L.di/dt
que aparece na equação da malha de saída, relativo à
tensão sobre os elementos indutivos, é o responsável pela elipse.). Nota-se que uma parte da
elipse invade a região proibida, desenvolvendo potência acima da capacidade de dissipação do
componente.
Desta forma, cuidados especiais devem ser tomados para evitar a queima do transistor.
Dentre estes, ressalta-se o projeto adequado do transformador, cuidando para que ele ofereça
uma indutância apropriada que leve em consideração a energia que deve passar para o
secundário (o quadrado da tensão máxima no mesmo, dividido pelo módulo de sua
impedância deve ter os volt-amperes suficientes a serem transferidos para o secundário), a
96
corrente circulante
Ic
máxima, a constante de tempo do circuito, a amplitude da parte reativa
(que, como se depreende da Figura 5.10, deve ser minimizada) e ainda as considerações para
maior transferência de energia útil para a carga (a impedância de saída do secundário deve ter
amplitude entre 300 e 500 ohms e ter o mínimo de reatância possível).
A pane térmica secundária ou ruptura secundária (
second breakdown
) é um problema
comum nos transistores de potência (representada na Figura 5.10 pela curva descendente
pontilhada). Nota-se que ela diminui ainda mais a região ativa, aumentando a possibilidade de
queima do transistor.
MJL3281A
Vce [V]
0 102030405060708090100110
Ic [A]
0
2
4
6
8
10
12
14
16
Região Proibida (Potência)
R
e
ta
d
e
po
l
a-
ri
zação CC
Q
Re
t
a
de polarização C
A
Curva de carga indutiva
Figura 5.10 .- Comportamento do Transistor bipolar de potência MJL3281A. Detalhe da
região útil para uso como amplificador. A linha cheia delimita a região onde a potência é
maior do que a capacidade de dissipação do elemento. A curva pontilhada limita a região
além da qual a temperatura de junção atinge um valor destrutivo, seja pela corrente de coletor
ou pela ruptura secundária (
second breakdown
).
A ruptura secundária (tempo em que o dispositivo fica sujeito a uma alta tensão
Vce
e
a uma grande corrente
Ic
, durante o tempo de desligamento), torna ainda mais crítico o projeto
deste circuito. Mesmo em operação em classe B, para altas freqüências, altas potências e
cargas reativas indutivas, pode ocorrer a ruptura secundária. A Figura 5.11 ilustra este
fenômeno. Para simplicidade da explicação, o gráfico foi feito supondo transistores
chaveados.
97
Como se pode notar na Figura 5.11, quando a corrente de base é retirada, o transistor
não desliga instantaneamente. Durante um tempo
ta
(tempo de armazenamento), no qual a
base é esvaziada das cargas ali armazenadas, o dispositivo continua conduzindo. Com a base
exaurida de cargas, a tensão
Vce
começa a subir até atingir o valor máximo
Vcc
. Somente
neste instante a corrente
Ic
começa a decair. O produto destes leva a um pico de potência
neste instante. Se estes valores de
Vce
e
Ic
e o tempo forem grandes, uma grande energia pode
ser desenvolvida na junção, podendo causar avarias na forma de pontos quentes (
hot spots
)
(AHMED, 2000).
Figura 5.11.- Problema da segunda ruptura (
second breakdown
) dos transistores de potência.
ib
Ic
Vce
ta
ta=tempo de armazenamento
Vcc
ts
ts=tempo de subida
td
td=tempo de atraso (delay time)
P=Vce.Ic
Potência destrutiva
Vce
Ic
Desta forma, o circuito tal qual ilustrado na Figura 5.9, sem as adições necessárias
para suportar grandes correntes (transistores em paralelo com proteção contra deriva térmica),
não é adequado como saída de equipamento eletrocirúrgico pelo fato de ser muito instável em
temperatura. A Figura 5.12 mostra as potências máximas geradas pelo circuito de saída de
teste (Figura 5.9) em função da freqüência. O experimento foi realizado medindo-se, para
cada freqüência de excitação, a potência entregue às cargas padrão do analisador de
equipamento eletrocirúrgicos RF302 (da antiga empresa Bio-Tek). Para a menor freqüência
utilizada (300 kHz), ajustou-se o amplificador de potência para a maior potência entregue sem
que o circuito corresse perigo de instabilidade térmica. As outras curvas, para freqüências
mais altas, foram levantadas com o mesmo ajuste, i.e., com dependência somente da
freqüência de excitação.
Nota-se que a eficiência em entregar potência aumenta com a diminuição da
freqüência. Isto acontece pelo fato destes transistores serem projetados para operação em
região ativa para faixas menores de freqüência.
98
A forte inclinação das curvas, em função do valor ôhmico da carga se deve ao fato do
experimento ter sido efetuado com correntes de excitação de base inferiores às necessárias
para entregas máximas de potência (o que não compromete a relação estudada com a
freqüência).
Carga [ohms]
0 100 200 300 400 500
Potência [watts]
0
20
40
60
80
300kHz
350kHz
400kHz
500kHz
Figura 5.12 .-Potências máximas entregues pelo circuito de saída estudado em relação à
freqüência de operação e aos valores das cargas.
5.3.1 DISSIPAÇÃO TÉRMICA
Algumas considerações sobre dissipação térmica se fazem necessárias por causa de
sua grande importância para a estabilidade das saídas de potência que utilizam região ativa.
Curvas de aquecimento e esfriamento do circuito de saída são discutidas.
Quando a temperatura de um transistor bipolar aumenta, seu ganho de corrente (
β
ou
hfe
) aumenta e, conseqüentemente, a corrente de coletor
I
C
aumenta em função disto. Um
aumento de
I
C
provoca um aumento da temperatura, gerando um sistema com realimentação
positiva conhecido por deriva térmica ou disparo térmico. Nessas condições, o transistor pode,
em poucos nanosegundos, ser destruído.
Pode-se impedir o disparo térmico através dos expedientes da realimentação DC
(estabilização), da compensação de temperatura e/ou através da refrigeração.
99
Definindo-se resistência térmica
Rt
como uma medida da dificuldade da transferência
de calor entre dois meios, ou seja, a diferença de temperatura entre os dois meios
∆
T
dividido
pela potência média dissipada
P
:
[°C/W]
(5.7)
,
A.h
1
P
T
Rt =
∆
=
onde
h
é o coeficiente de transferência de calor e
A
é a área envolvida na transferência de
calor.
Geralmente, faz-se uma analogia do circuito térmico com um circuito elétrico, tal
como mostrado na Figura 5.13.
Sejam
T
J
a temperatura da junção do transistor (T
Jpico
=200 ºC para o MJL3281A, com
valor típico de 125 ºC),
T
BM
a temperatura da base de montagem de um transistor de potência,
geralmente similar à do coletor,
T
D
a temperatura do dissipador de calor acoplado ao
transistor,
T
A
a temperatura ambiente,
P
a potência média dissipada,
R
JBM
a resistência térmica
entre a junção e a base de montagem (0,7 ºC/W para o TO-264 MJL3281A),
R
BMA
a
resistência térmica entre a base de montagem e o ambiente,
R
D
a resistência térmica do
dissipador,
R
BD
a resistência térmica do acoplamento entre base de montagem e dissipador
(fornecendo valores de 01 a 1,5
o
C/W), geralmente feita com pasta térmica e um isolador
elétrico (mica, por exemplo) e
R
DA
a resistência térmica entre dissipador e ambiente.
R
JBM
R
BMA
R
BD
R
D
R
DA
P
T
J
T
BM
T
A
Figura 5.13.- Equivalente elétrico para circuito térmico completo (POMÍLIO, 2000).
A circulação de corrente elétrica por qualquer componente provoca uma dissipação de
potência igual ao produto da tensão pela corrente em fase sobre o mesmo. Esta potência é
dissipada na forma de calor (efeito Joule). A potência
P
em watts [W] integrada no tempo
t
em segundos [s] fornece a energia ε, em joules [J], de forma que:
[J] (5.8)
()
,t.cos.I.Vt.P
θ==ε
100
onde
V
e
I
são os valores rms da tensão e da corrente sobre o componente e
θ
é o ângulo de
defasagem da corrente em relação à tensão.
Na Figura 5.14, tem-se representada a potência instantânea útil sobre um transistor
funcionando como amplificador classe B. As curvas cheia e pontilhada representam
respectivamente a corrente e a tensão normalizadas independentemente em relação aos seus
valores máximos. Usou-se no exemplo um atraso de 30 graus da corrente em relação à tensão
(exagerado para o caso de um transistor). Nota-se que a potência média em watts é de 0,217
W, 86,8% da potência para defasagem nula (0,25 W).
Na montagem vertical a resistência térmica é 15% menor (POMÍLIO, 2000), tanto
para corpo negro como para corpo brilhante. A mica, como isolador elétrico, aumenta a
resistência térmica da interface base de montagem-dissipador de 3 a 7 vezes, enquanto a pasta
térmica diminui a mesma de 2 a 3 vezes (POMÍLIO, 2000). A ventilação forçada diminui a
resistência térmica efetiva para metade, com ar a 2 m/s, um terço com ar a 6 m/s, um quarto a
12 m/s e praticamente atinge um limite assintótico de um quinto da resistência térmica
dissipador-ambiente relativa, para velocidades muito altas, como representado na Figura 5.15.
Potência = Tensão x Corrente x cos
θ
graus trigonométricos
0 90 180 270 360 450 540
Amplitudes normalizadas
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
Corrente Classe B
Tensão Classe B
Pot média
Pot Inst
Figura 5.14.-Potência instantânea útil sobre um transistor funcionando como amplificador
classe B.
101
Ventilação forçada [m/s]
0 5 10 15 20
Resistência Térmica relativa dissipador-ambiente
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Figura 5.15.- Variação relativa da resistência térmica dissipador-ambiente em função da
velocidade da ventilação forçada.
5.4 RESULTADOS
As potências máximas desenvolvidas pelo circuito de saída estudado geram muito
mais calor do que é possível dissipar com um dissipador convencional de alumínio, mesmo de
corpo negro, com ventilação forçada. A Figura 5.16 e a Figura 5.17 ilustram a descida da
temperatura e a sua subida, respectivamente, medidas no dissipador de alumínio acoplado
termicamente ao corpo dos transistores. Nota-se que para potências máximas, o máximo de 20
segundos seriam seguros, com intervalo de resfriamento de quase 3 minutos para voltar à
temperatura ambiente.
Na Figura 5.17 nota-se que a curva inferior apresenta um desempenho
comparativamente melhor. Ela representa um dissipador negro de maior volume de alumínio,
sendo que o perfil continua aproximadamente igual ao das outras curvas da figura. As curvas
divergentes da figura representam subidas de temperatura medidas em dissipador de alumínio
convencional brilhante.
102
Refrigeração após desligamento do transistor
Tempo [s]
0 50 100 150 200 250
Temperatura [oC]
20
30
40
50
60
500 ohms / 30,26W
400 ohms / 40,96W
300 ohms / 51,25W
Regressão Dissp. prateado
500 ohms / 36,45W (dissip.preto)
Regressão dissipador preto
Figura 5.16.- Sistema de dissipação forçada. A curva inferior corresponde a um dissipador de
corpo negro.
tempo [s]
0 2040608010012
Temperatura [oC]
10
20
30
40
50
60
70
80
500 ohms / 30,26W
400 ohms / 40,96W
300 ohms / 51,25W
100 ohms / 21,53W
Regressões lineares
500 ohms / 36,45W (Dissip. Preto)
Regressão de ordem 2
0
Figura 5.17.- Curvas de aquecimento do sistema de dissipação em condições de potência
máxima.
5.5 CONCLUSÕES
A saída aproximadamente senoidal, representada na Figura 5.18, tem o espectro de
irradiação mostrado na Figura 5.19, que apresenta as vantagens de interferir menos que a
saída chaveada no próprio circuito de controle do bisturi e de ser uma forma de onda que
torna mais fácil a correlação entre suas características elétricas e morfológicas e seus efeitos
nos tecidos. A grande desvantagem deste tipo de saída é justamente o que a torna rara neste
103
tipo de equipamento: sua eficiência. Um oscilador senoidal, que utiliza transistores bipolares
na região ativa e associado com um
drive
de potência e circuitos de controle, tem tipicamente
uma eficiência máxima de aproximadamente 50%, o que significa que para cada V.A gerado e
entregue a uma carga, aproximadamente 1 V.A está sendo consumido para gerá-lo. Isso
implica em complicações tais como a necessidade de o transformador principal dever
apresentar o dobro da capacidade em potência se comparado aos circuitos chaveados; o
sistema de dissipação térmica tem que ser volumoso e o projeto do bastidor se torna mais
crítico. Mas essa desvantagem não é tão grande como a princípio parece. A Tabela 5-1 mostra
que a maioria dos equipamentos trabalham com eficiência energética do equipamento,
η
e
,
abaixo de 45%. próxima da eficiência do equipamento deste trabalho. Embora a eficiência
energética de todo o equipamento não tenha sido determinada, espera-se que com o projeto
adequado do transformador se possa alcançar algo entre 40 e 45%.
Tensão de corte da saída senoidal
tempo [s]
02x10
-6
4x10
-6
6x10
-6
8x10
-6
10x10
-6
12x10
-6
14x10
-6
Tensão [V]
-800
-600
-400
-200
0
200
400
600
800
1000
Figura 5.18.- Forma de onda senoidal de corte (com faiscância) presente sobre chuchu.
Tensão de Corte sobre Chuchu
Freqüência [Hz]
0 500x10
3
1x10
6
2x10
6
2x10
6
3x10
6
3x10
6
4x10
6
4x10
6
Módulo Normalizado
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
Figura 5.19 .- Espectro da saída senoidal (sinal representado na Figura 5.18) do circuito
desenvolvido. Há pouco espalhamento espectral. A componente em DC se deve ao processo
de faiscância, explicado no capítulo 6.
104
Ainda, a Figura 5.12 resumiu a dependência que o desempenho da tecnologia bipolar
tem em função da freqüência de operação, apontando um dos principais motivos para os
fabricantes preferirem as saídas chaveadas.
A saída chaveada, geralmente efetuada através de MOS-FETs de potência, tem uma
eficiência muito maior. Os FETs não têm o mesmo problema térmico dos bipolares. Neles, a
deriva térmica em sua rede cristalina até auxilia na equalização das correntes quando são
usados vários transistores em paralelo. Neste tipo de saída, testou-se uma configuração
(Figura 5.8) onde a potência era regulada através da modulação em largura do pulso (PWM)
aplicado a uma carga de teste, utilizando as mesmas freqüências. Problemas relacionados com
o chaveamento (picos de tensões reversas) complicam muito a proteção dos transistores. As
velocidades de chaveamento também são um problema à parte, requerendo pré-amplificadores
capazes de entregar e drenar as cargas necessárias ao chaveamento em RF dos gates dos
MOS-FETs. Capacitores de aceleração (speed up) são essenciais para garantir saídas com
forma de onda retangular de altas corrente e tensão dos pré-amplificadores. As limitações de
controle fino de potência entregue e problemas de proteção dos transistores contra picos de
tensão reversos (devido as altas freqüências componentes dos picos e sua alta energia, seriam
necessários componentes de alta tecnologia, que têm preços elevados, para dirimir o
problema) foram determinantes para a escolha de uma saída senoidal.
A saída classe B tem as desvantagens de necessitar de circuitos de proteção térmica
bem mais robustos que a saída do tipo chaveada, requerer um número maior de transistores
para funcionar adequadamente, além de dever funcionar em freqüências menores para
melhorar sua eficiência (Figura 5.12). Porém, esta configuração tem a vantagem de uma
regulação relativamente simples (item 3.2.2 deste trabalho). Outra vantagem é a concentração
de sua energia numa faixa estreita de freqüências, minimizando interferências. Este
espalhamento espectral de energia é estudado com mais detalhes no capítulo 6.
Comprovou-se a baixa qualidade da regulação de potência das saídas chaveadas
simples (a não ser que se usem circuitos chaveadores de níveis de tensão de excitação para
tornar a regulação suficientemente boa para se adequar às normas), bem como sua dispersão
de grande parte da energia no espectro, notadamente nas freqüências baixas, o que causa
desperdício e complicações no projeto do circuito de saída, do transformador e dos filtros do
lado do paciente. Apesar da vantagem das saídas chaveadas (possibilitar o uso de poucos
transistores trabalhando em condições menos agressivas do que as saídas em região ativa), o
uso da saída senoidal, devido a grande qualidade da regulação, pode em alguns casos ser
compensador.
105
CAPÍTULO 6
6 FAÍSCAS
6.1 INTRODUÇÃO ÀS DESCARGAS NOS GASES
Em 1708, William Wall observou, ao ver uma faísca sair de um pedaço de âmbar
carregado eletricamente, que a mesma era parecida com um relâmpago. Após a metade do
século XVIII, quando já eram conhecidas as principais propriedades elétricas da matéria,
tornou-se evidente a natureza elétrica de ambos (INPE, 2003). Em 1785, C.A. Coulomb
descobriu que o ar é condutor observando que um objeto condutor isolado exposto ao ar
gradualmente perdia sua carga (KOGELSCHATZ, AKISHEV e NAPARTOVICH, 2003).
Sua descoberta não foi compreendida na época, quando os gases eram então considerados
isolantes (INPE, 2003). Em 1842, J. Peltier confirma esta idéia e, mais tarde, em 1860, W.
Thomson (Lord Kelvin) defende a idéia num estudo sobre eletricidade atmosférica (INPE,
2003). Descargas elétricas acontecem em gases quando existe campo elétrico suficiente para
causar ionização de suas partículas gasosas (CALVERT, 2004), podendo ser divididas em
quatro tipos, sem fronteiras bem definidas: efeito Corona, descarga em Penacho (Brush
discharge), Faísca e Arco (SEARS, 1980).
Se a intensidade de campo elétrico na ponta de um condutor exceder o valor da ruptura
dielétrica do meio ao redor do mesmo (aproximadamente 3,0 MV/m de ar seco à pressão
normal), o ar se torna ionizado e, conseqüentemente, condutivo. Se não houver outros
condutores próximos, a corrente de descarga é muito pequena.
Um campo elétrico muito grande provoca uma grande densidade superficial de carga e
a ionização nestas áreas se intensifica. De fato existe um valor além do qual o ar ionizado se
ilumina com um brilho azulado, indicando que elétrons estão saltando de um para outro átomo
ao redor do condutor (INPE, 2003). Íons mais lentos que o elétron, positivos ou negativos,
também estão presentes, drenando corrente do condutor neste processo. Este efeito é
altamente dependente das condições geométricas do condutor e da distância para locais
aterrados ou com potenciais diferentes. Não é necessária alta tensão para provocar este efeito,
mas sim um alto valor de campo elétrico, o que pode ser obtido através de pequenos raios de
106
curvatura (SEARS, 1980) ou pequenas distâncias. Outros mecanismos, como aquecimentos
localizados (comuns aos eletrodos ativos), podem também catalisar catalisar o processo da
faísca (JONES, 2003).
Na descarga Corona (também chamada de descarga silenciosa ou eflúvio), a ionização
fica limitada a uma pequena região ao redor do eletrodo, onde a intensidade de campo de
ruptura foi excedida. Esta região é chamada Corona. No resto do caminho, tem-se a corrente
de movimentação iônica, mais lenta, juntamente com elétrons. Esta região é chamada de
região de corrente negra, por não formar nenhum efeito luminoso. No caso dos bisturis, este
efeito pode estar presente quando os eletrodos ativos forem muito finos e estiverem
energizados a vazio. Conforme WEBSTER (1988), é costume de alguns cirurgiões testarem o
eletrodo ativo energizando-o sem carga e sentindo o cheiro de ozônio do ar ionizado.
Se a intensidade de campo elétrico aumenta, a corona pode tomar a forma de penachos
luminescentes (descargas radiantes em feixes radiais intermitentes), onde caminhos
irregulares e coleantes se formam se a descarga for mantida por muito tempo. Este processo é
aproveitado nos luminosos de neon. A Figura 6.1(a) esquematiza o efeito corona. A região
ionizada está descrita através da circunferência pontilhada. Esta região pode emitir radiação
desde o infravermelho até o ultravioleta. A Figura 6.1(b) ilustra a descarga tipo penacho.
Figura 6.1.- Tipos de descargas em gases: (a) descarga em corona, (b) em penacho e (c) a
faísca.
(a)
(b) (c)
Faísca
Penacho
Corona
Região com
gás ionizado
Para um campo elétrico ainda maior, tem-se a faísca (Figura 6.1(c)). O processo da
formação da faísca começa no ponto onde o potencial de ruptura foi excedido, mas, em
oposição ao efeito corona, a ionização ocorre ao longo de todo o caminho entre os condutores
com potenciais diferentes, formando um canal de condução cuja resistência é bem menor que
107
nos casos anteriores e a densidade da corrente de descarga muito maior. A faísca produz o
afastamento brusco do gás gerando seu ruído característico e produz ainda luz visível de
intensidade comparativamente elevada (INPE, 2003).
Uma faísca é um processo muito rápido, onde a energia (W=C.V
2
/2 [J]) é dissipada no
pequeno volume formado pelo caminho da faísca, com C sendo a intercapacitância entre os
eletrodos e V a diferença de potencial. A trilha percorrida por uma faísca é instável e se
desfaz rapidamente devido ao movimento e choques entre partículas do gás. O arco se difere
da faísca por ter uma corrente comparativamente maior e uma diferença de potencial elétrico
entre seus extremos menor (JONES, 1988).
Alguns meios podem ser usados para evitar completamente as descargas, tais como a
glicina, água destilada ou água estéril (LaCOURSE, ROTHWELL e SELIKOWITZ, 1993c),
que possuem uma constante de tempo para o desenvolvimento da faísca maior do que o
período de aplicação do sinal (alternado de alta freqüência).
6.2 PROCESSO DE IONIZAÇÃO DOS GASES
Na Figura 6.2, observam-se dois eletrodos (catodo e anodo) separados por uma
distância d, preenchida com um determinado gás, com uma intensidade de campo elétrico E
entre os mesmos. Tal gás sempre contém elétrons livres gerados pela radioatividade de fundo
ou por raios cósmicos. Estes elétrons são suficientes para desencadear fenômenos de descarga
entre os eletrodos, mesmo quando nenhum elétron é emitido do catodo.
Qualquer desses elétrons ou mesmo um elétron emitido pelo catodo será acelerado
pelo campo elétrico. Depois de percorrer uma distância chamada de caminho livre médio,
aproximadamente 0,5 µm (SLADE e TAYLOR, 2002), colide com uma molécula do gás,
transferindo energia para a mesma (podendo criar ou não outro elétron livre) e desacelerando
neste processo. O elétron novamente será acelerado e repetirá este processo até chegar ao
anodo. Sua velocidade média de deslocamento é de aproximadamente 1 km/s. Outros íons,
também presentes no gap, têm velocidades 100 vezes menores (CRICHTON, 1996).
Para o caso dos bisturis, supondo um espaçamento de cerca de 2 mm entre eletrodo e
o paciente, os elétrons levariam aproximadamente 2 µs para se deslocarem por este gap, ou
seja, a máxima taxa de faíscas seria de 500.000 faíscas/s, ou em AC, uma freqüência máxima
108
de 250 kHz. Sabe-se que as faíscas ocorrem numa taxa maior, portanto um aprofundamento
no mecanismo de sua geração se torna necessário.
Catodo
Anodo
Sentido do
Deslocamento
Eletrônico
E
Campo
Elétrico
Aplicado
Elétron pós-colisão
Elétron pré-colisão
d
Figura 6.2.-Geração de elétrons livres através de colisões elétron-átomo. Só os elétrons estão
representados. Os tipos de seta representam um elétron pré-colisão, proveniente do catodo ou
de uma colisão anterior e o elétron pós-colisão, aquele gerado na colisão.
Um elétron com carga e, movendo-se por um caminho livre médio
λ
num campo
elétrico de intensidade E, ganha uma energia W:
,.E.eW
λ=
[J]
( 6.1 )
onde
λ
é inversamente proporcional ao número de moléculas do gás N por unidade de volume
e, conseqüentemente W é proporcional ao chamado parâmetro de energia E/N. A pressão de
um gás ideal é p=N.
κ
.T , onde κ é a constante de Boltzmann (1,38x10
-23
J/K) e T a
temperatura absoluta. Como a pressão é mais fácil de ser medida do que N, usa-se E/p no
lugar de E/N, fornecendo, em função de parâmetros mensuráveis (CRICHTON, 1996):
p
T..E.e
W
κ
= . [J]
( 6.2 )
As colisões eletrônicas podem aumentar, diminuir ou não alterar o número de elétrons
livres e isso pode acontecer devido a diversos processos, descritos a seguir.
109
6.2.1 IONIZAÇÃO PRIMÁRIA OU POR CHOQUE ELETRÔNICO
Um elétron e
-
ganha energia do campo elétrico no mínimo igual à energia de ionização
de uma molécula A, com a qual colide, gerando outro elétron, segundo a equação:
−+−
+→+ e2AeA
( 6.3 )
Cada colisão gera mais um elétron e transforma a molécula alvo num cátion. Esta
ionização é chamada de ionização primária e os elétrons gerados são conhecidos como
elétrons "primários". A intensidade de ionização é medida pelo número de partículas
carregadas de sinais contrários que aparecem na unidade de volume do gás em uma unidade
de tempo (CRICHTON, 1996).
6.2.2 ABSORÇÃO ELETRÔNICA OU RECOMBINAÇÃO
Quando uma molécula de gás tem um nível energético superior desocupado, um
elétron livre pode, através da colisão, anexar-se à molécula, transformando-a num ânion (ou
transformando um cátion numa molécula não ionizada), segundo a seguinte equação:
−−
→+ AeA
(6.4a)
ou
AeA →+
−+
(6.5b)
Neste caso, cada anexação ou recombinação subtrai um elétron livre (ou ainda um
cátion), gerando um ânion ou desionizando uma molécula.
6.2.3 EXCITAÇÃO
Quando em uma colisão elétron-molécula, o elétron não tem energia suficiente para
ionizá-la, mas tem para colocá-la num estado de maior energia, diz-se que houve uma
excitação da molécula gasosa. A molécula excitada (A*) decai para o estado de menor energia
emitindo um fóton (por isso o fenômeno pode ser visível) de energia h.v
1
, conforme a equação
seguinte:
−−−
++→+→+
ev.hAeAeA
1
*
(6.6)
Onde h é a constante de Plank e v
1
a freqüência do fóton emitido.
110
6.2.4 FOTOIONIZAÇÃO
Ocorre quando um fóton de energia (h.v
2
), com energia no mínimo igual à de ionização
do gás (h.v
ion
), interage com uma molécula, ionizando-a, conforme a seguinte expressão:
)v.hv.h(eAv.hA
ion22
−++→+
−+
(6.7)
Para um gás monomolecular, a energia h.v
1
(fóton resultante do processo de excitação) é
menor que à de h.v
2
e a excitação não pode promover a fotoionização. Mas o processo é
relevante em gases contendo impurezas ou misturas de gases, tal como o ar (CRICHTON,
1996).
Os processos chaves para o entendimento da formação da faísca são a emissão de um
elétron do catodo (através da fotoemissão ou pela colisão de um cátion com o mesmo) ou a
geração de um elétron no gás por raios cósmicos (ou radiação de fundo). O elétron gerado no
catodo (elétron primário, quando não gerado por colisão com cátions) é geralmente o
responsável pelo processo da faísca. Um elétron livre pode iniciar uma seqüência de colisões
ionizantes que pode rapidamente gerar uma nuvem de elétrons livres e ânions, que são
acelerados para o anodo e cátions, que são acelerados para o catodo (os elétrons têm
velocidade bem superior aos outros íons). A este "enxame" de elétrons livres e íons acelerados
para os eletrodos dá-se o nome de avalanche. Em menos de 1 µs o número de elétrons pode
crescer de um a muitos milhões (CRICHTON, 1996).
Quando uma tal concentração de cargas ocupa um espaço muito pequeno, existe um
campo de cargas espaciais que pode modificar consideravelmente as condições
eletromagnéticas a sua volta (CRICHTON, 1996). De fato, este efeito é essencial para
justificar a existência de faíscas em altas freqüências.
A seguir, apresenta-se a teoria básica das avalanches no espaço entre eletrodos,
desprezando-se o efeito do campo das cargas espaciais, para depois, sobrepor este efeito para
o estudo aprofundado das faíscas.
6.2.5 IONIZAÇÃO TOWNSEND E STREAMER,
Para uma distância entre dois eletrodos d, com coeficiente de ionização primária α, um
coeficiente de absorção
η
, a quantidade M’ de elétrons que chegam ao anodo, incluindo o que
111
iniciou o processo, dependente do coeficiente eficaz de ionização η−α=α , pode ser descrita
pela equação (CRICHTON, 1996):
dα
eM'= [elétrons]
(6.8)
E (M’-1) seria o número de elétrons que foram formados pelas colisões sucessivas do
elétron inicial.
Quando um elétron é gerado no catodo por um fóton ou cátion provenientes de uma
avalanche recente, diz-se que este elétron é um elétron secundário, para diferenciar dos
elétrons primários, e pode acabar gerando ionizações secundárias.
6.2.5.1 IONIZAÇÃO SECUNDÁRIA OU A RUPTURA DE TOWNSEND
O elétron secundário também pode ser acelerado e criar novas avalanches, chamadas de
avalanches "secundárias" que podem gerar mais cátions e fótons que podem gerar mais
elétrons no catodo e assim por diante. Este efeito de realimentação positiva sustenta uma
seqüência de avalanches. Para um campo uniforme entre dois eletrodos, a corrente I pode ser
dada por (CRICHTON, 1996):
,
1)γ(M'1
M'
I
I
o
−−
= [ ]
(6.9)
onde I
o
é a corrente de gap na ausência da amplificação M’ e γ é o coeficiente de
realimentação, relacionado à produção de elétrons secundários.
Tal como nos amplificadores, sistemas com realimentação positiva tendem a ser
instáveis. Matematicamente, a corrente de gap tende ao infinito enquanto o denominador da
equação (6.9) tende a zero. Como γ pode ser interpretado como a probabilidade de um elétron
ser liberado do catodo através do impacto de um cátion (ou interação com fóton) e tendo-se
M’-1 cátions chegando no catodo (para cada avalanche), o critério estabelecido por
Townsend, como mostrado na equação (6.10), para ruptura de gás é que o produto entre estes
dois fatores deve exceder a unidade para que ao menos um elétron possa ser liberado, a cada
avalanche, para auxiliar na realimentação do processo. Deste modo, tem-se (CRICHTON,
1996):
11)γ(M' ≥−
(6.10)
112
Ainda conforme CRICHTON (1996), a faixa de γ medidos vai de 10
-5
a 10
-8
(adimensional) e pode-se facilmente chegar à relação 11,51≤ αd≤18,42. Este modelo prediz
que a ruptura dielétrica do gás depende do desenvolvimento gradual e sustentado de
avalanches sucessivas. Embora isto seja muitas vezes observado na prática, este modelo
explica somente as rupturas que acontecem em velocidades abaixo da velocidade de
deslocamento dos elétrons através da distância entre eletrodos (gap). Fica difícil justificar
faíscas eletrocirúrgicas em freqüências de megahertz em gaps de, por exemplo, 2 mm (por
Townsend, a freqüência limite para esta distância seria de 250 kHz). Para explicar as
descargas eletrocirúrgicas de altas freqüências, faz-se necessária a introdução do conceito de
torrente ou enxurrada (Streamer or kanal concept).
6.2.5.2 PROCESSO STREAMER DE IONIZAÇÃO
Neste modelo, o efeito do campo das cargas espaciais sobre o desenvolvimento da
avalanche é levado em conta. São três os pontos chaves a serem considerados (CRICHTON,
1996):
• uma avalanche simples produz carga espacial suficiente para distorcer os campos
elétricos previstos pelas teorias de ionização primária e secundária;
• fótons provenientes da avalanche promovem a fotoionização do gás e
instantaneamente, propagando-se à velocidade da luz, iniciam avalanches
auxiliares. Avalanches auxiliares são aqui diferenciadas das avalanches
secundárias ou primárias (CRICHTON, 1996);
• algumas avalanches auxiliares são inseridas dentro das avalanches primárias.
A região onde a nuvem de elétrons livres se encontra instantaneamente durante seu
deslocamento entre os eletrodos será chamada, neste trabalho, de cabeça da avalanche. Pelo
fato das avalanches crescerem exponencialmente em função da distância d, a maior parte dos
íons positivos se encontra imediatamente atrás da cabeça da avalanche. Deste modo, a cabeça
da avalanche é composta de uma grande concentração de cargas espaciais negativas
(predominantemente elétrons) com uma região de cargas espaciais positivas imediatamente
atrás.
113
Como se pode observar na Figura 6.3, entre a cabeça da avalanche e o anodo, o campo
elétrico excede o valor do campo aplicado e o mesmo acontece entre a região de cargas
positivas e o catodo, ou seja, (E1+E3)>E, enquanto que a região entre as cargas espaciais
negativas e positivas tem um campo elétrico de sentido contrário ao aplicado.
Figura 6.3.- Representação instantânea do processo Streamer de ionização.
Anodo
Sentido do
Deslocamento
Eletrônico
E
Campo
Elétrico
Aplicado
E
1
E
3
E
2
Cabeça da
Avalanche
d
Catodo
As duas regiões de campos aumentados (E1 e E3) são importantes porque as colisões
ionizantes nestes pontos são "amplificadas". Fótons resultantes da avalanche primária podem
gerar elétrons livres que geram avalanches auxiliares que são incorporadas quase que
instantaneamente pela avalanche primária (CRICHTON, 1996). O efeito é a "amplificação"
das avalanches nas duas regiões, à frente e atrás das cargas espaciais (Figura 6.3). Este tipo de
avalanche atinge rapidamente um valor crítico e a ruptura do gás é uma conseqüência certa.
Nota-se que os efeitos da ionização secundária não são necessários para este modelo. O
elétron gerador da próxima avalanche não tem que sair do catodo, pode ser gerado próximo à
cabeça da avalanche. Trata-se apenas da incorporação das avalanches auxiliares pela
avalanche primária. CRICHTON (1996) demonstra que o αd do modelo streamer deve ser
maior ou igual ao αd do modelo de Townsend (mais ionizações estão presentes no processo).
Para o caso de ambos modelos fornecerem valores iguais, só o modelo streamer parece ser
apropriado para justificar faíscas em radio freqüência, tais quais às que ocorrem nos
equipamentos eletrocirúrgicos.
114
6.3 ESPECTRO DOS COMPONENTES DA FAÍSCA
A faísca pode ser considerada um impulso de energia e como tal, o fato dela inserir
componentes de freqüências tanto inferiores como superiores a uma freqüência de excitação
considerada não chega a ser surpreendente (PEARCE, 1986). Durante o corte eletrocirúrgico,
existem significativas energias na freqüência fundamental e nas freqüências inferiores e
superiores à mesma (LaCOURSE et al., 1988).
LaCOURSE, ROTHWELL & SELIKOWITZ (1992) determinaram na década passada
que, na presença de faíscas, o espectro das energias eletrocirúrgicas continham componentes
na faixa da eletroestimulação. A não linearidade da ruptura do dielétrico provoca este efeito
(modulação e geração de ruídos de altas freqüências). LaCOURSE et al. (1988) comprovaram
eletroestimulações de 100 Hz a 1 MHz, desde que energia suficiente estivesse envolvida.
Como se viu, os gases, normalmente não condutores, sempre contêm íons presentes,
devido à radiação natural que permeia tudo. O íon pode ser também um elétron
disponibilizado pelo catodo (na faísca eletrocirúrgica, parece ser este o principal íon
envolvido no início da faísca). Quando estes íons são submetidos a um campo elétrico, podem
ser movimentados com uma velocidade que depende principalmente da pressão do gás (p) e
da intensidade do campo elétrico (E). Quando a corrente iônica cresce com o aumento do
campo elétrico, tendendo a um valor de saturação, diz-se que está ocorrendo a ionização
primária juntamente com a recombinação (de zero a V1 na Figura 6.4). A partir de uma
determinada intensidade de campo (V1 na Figura 6.4), todos os íons produzidos pelo campo
elétrico chegam até os eletrodos, independentemente do aumento da intensidade do campo
(até um valor V2 na Figura 6.4). Neste caso, diz-se que o gás está saturado e a faixa de V1 a
V2 é a faixa de saturação do gás (JONES, 2003). A saturação da corrente de descargas
elétricas depende do meio e do campo elétrico. As recombinações elétrons-íons e as colisões
eletrônicas funcionam como uma fonte de ação friccional, impondo uma velocidade máxima
constante (para campo elétrico constante) aos elétrons. Uma velocidade constante implica
numa corrente constante (LaCOURSE, ROTHWELL & SELIKOWITZ, 1993c).
Quando a intensidade de campo elétrico ultrapassa o valor de saturação do gás (ou
seja, quando a tensão for maior que V2 na Figura 6.4), um novo fenômeno acontece: a
ionização secundária. A partir daí, um aumento no campo elétrico produz o aumento da
corrente, valendo tanto para a ionização secundária quanto para o processo streamer
(ionização auxiliar). Este efeito está esquematizado na Figura 6.4 para tensões maiores que
115
V2. Experimentos comprovaram que corrente durante a faiscância muda pouco em relação à
separação entre os eletrodos (LaCOURSE, ROTHWELL e SELIKOWITZ, 1993c).
tensão [V]
Corrente [A]
V3
V2
V1
Ionização
primária e
recombinaçao
Saturação
Somente ioni-
zação primária
Ionização
secundária
ou streame r
Figura 6.4.- Figura de Paschen modificada mostrando qualitativamente o comportamento das
descargas primária e secundária (ou auxiliar-streamer) em função da corrente e da tensão,
para uma pressão constante. Adaptada de JONES (2003).
É importante lembrar que o campo elétrico necessário para o efeito corona é
geralmente maior que o necessário para a geração das faíscas, pois o efeito corona acontece
quando não há um circuito completo e a corrente não pode fluir naturalmente. Ocorre que
com a diminuição da distância entre eletrodos o potencial de ruptura é atingido antes que o
efeito corona aconteça (os efeitos corona e penacho ficam impossibilitados, neste caso). Por
este motivo, nos equipamentos eletrocirúrgicos, somente o efeito de faíscância é considerado
(em condições normais).
Considera-se descarga por arco quando a intensidade da corrente elétrica é muito
elevada e a tensão entre os eletrodos é muito pequena. A temperatura do gás é muito alta,
podendo chegar a 5000 K (SLADE & TAYLOR, 2002). É, de fato, difícil estabelecer um
limite entre estes dois fenômenos (faísca e arco), de modo que a literatura trata dos dois quase
sem distinção. O fenômeno realmente associado com eletrocirurgia é a faísca, embora muitos
autores a confundam com arco elétrico.
A curva de Paschen estabelece o mínimo potencial necessário para gerar faíscas em
função do produto entre pressão e distância entre eletrodos de uma dada geometria
(geralmente a distância entre eletrodos é muito menor que a área faiscante entre os mesmos).
A curva vale somente para distâncias superiores a 6 µm (SLADE & TAYLOR, 2002). A
curva de Paschen, para ar seco entre eletrodos metálicos, pode ser vista na Figura 6.5, numa
116
adaptação de WEBSTER (1999). Pode-se observar que existe uma condição, perto de 0,68
Torr.cm, na qual uma pequena tensão (327 volts) pode iniciar a faiscância no ar seco (JONES,
2003). Para a maioria dos gases, este potencial mínimo diminui com a diminuição da pressão
(ESPL-NASA, 2003). No ponto de 760 Torr.cm, pode-se confirmar a tensão de 3,0 MV/m
necessários para a faísca na atmosfera terrestre. Basicamente, se existem muitas moléculas no
gás, não tem caminho médio suficiente para a aquisição de energia ionizante. Se tem poucas
moléculas, há pouco a ser ionizado. Por isso há, para cada gás, um ponto intermediário onde a
faísca tem a máxima chance de acontecer. O caminho médio para o ar seco é de 0,5 µm
(SLADE & TAYLOR, 2002).
Pressão x distância [Torr.cm]
10
-1
10
0
10
1
10
2
10
3
Tensão necessária para criar a faísca [V]
10
2
10
3
10
4
Figura 6.5.- Curva de Paschen mostrando a tensão necessária para a formação de faíscas em
função do produto entre pressão e temperatura, para o ar seco [adaptada de WEBSTER,
1999].
Terra 760 Torr->30kV/cm ar seco; Marte, 5 torr-> 700..900V/cm, só que não é ar.
6.4 FAÍSCA ELETROCIRÚRGICA
A faísca eletrocirúrgica tem peculiaridades que a tornam um objeto de estudo em si,
separado do estudo de faíscas em equipamentos micro-eletrônicos, espaciais, aviônicos e de
distribuição de energia. Primeiro porque em eletrocirurgia ela é um efeito requerido e não um
efeito a ser evitado, como nos outros casos citados. Segundo porque diferentes geometrias
das descargas podem causar efeitos fisiológicos diferentes. Muitos fabricantes alegam possuir
117
tecnologias inovadoras de coagulação e corte que estão relacionadas com a geometria com a
qual as faíscas são entregues à carga. Se a faísca se estabelece sempre num mesmo cilindro
estreito imaginário, ela é mais adequada a um corte poderoso. Se a faísca é entregue em forma
de chuva, cada uma caindo num ponto diferente da anterior, ela é adequada à fulguração.
Algumas técnicas e formas de ondas podem fazer com que as faíscas contenham mais ou
menos energia, que causem pontos de contato maiores ou menores e assim diferem as várias
faíscas dos vários fabricantes. Alguns estudos sobre a geometria da faiscância foram
implementados, gerando técnicas desde a filmagem em alta velocidade (PEARCE, 1986) até
detecção dos caminhos de descargas através de pós eletrostáticos (TAKAHASHI, KATO &
KOBAIASHI, 1988). Ainda, problemas de eletroestimulação em freqüências abaixo e acima
da fundamental (LaCOURSE, ROTHWELL & SELIKOWITZ, 1993c) e tensões DC em
sinais eletrocirúrgicos foram reportados, mas o mecanismo por trás da geração ainda precisa
de investigação (SCHWALTER & WEBSTER, 2004). Foram então investigados os
mecanismos pelos quais energias DC podem ser geradas e chegou-se a um modelo para o sítio
eletrocirúrgico que abrange o corte, a dessecação e o uso "a vazio" do equipamento. É o que
se discute a seguir.
6.4.1 ESTUDO DA FAÍSCA DE CORTE SOBRE CHUCHU.
É prática comum testar o funcionamento qualitativo de uma saída de um equipamento
eletrocirúrgico com hortaliças, carnes, saponáceos e até com folhas (de babosa, Aloes sp.)
(SCHNEIDER JR. et al., 2000a). Cada um tem suas peculiaridades, tais como percentagem de
água, impedância intrínseca e atividade eletrônica (capacidade-mobilidade-disponibilidade de
elétrons livres, condutibilidade, etc). Experimentos de eletrocirurgia foram realizados com
batatas inglesas (Solanum tuberosum L.), tomates (Lycopersicum esculentum sp.), laranjas
(Citrus sinensis), carnes bovinas e suínas. A carne suína é semelhante à humana para os
propósitos eletrocirúrgicos (BOWMAN, CRAVALLHO & WOODS, 1975). Uma
comparação da morfologia das curvas de tensão versus corrente de corte, dessecação e "em
aberto", entre a carne suína (lombo e bisteca foram testados) e o chuchu não mostrou
nenhuma diferença significativa. De fato, os resultados foram similares para todos os tipos de
carga experimentados, exceto pelas capacitâncias intrínsecas envolvidas, e.g., a laranja tem
uma forte capacitância entre a casca externa (exocarpo) e a parte interna (endocarpo),
118
provavelmente devida ao mesocarpo, a parte branca que separa as duas partes citadas. Neste
capítulo, foi utilizado o chuchu fresco (Sechium edule Sw.) como carga, pela característica de
apresentar uma carga puramente resistiva
1
e fornecer resultados semelhantes à carne suína.
A etapa de entrega de potência do equipamento em questão (esquema no capítulo 5)
foi testada conforme a Figura 6.6, onde foi utilizada como carga de teste uma fatia variando
de 2 a 4 cm de espessura de chuchu fresco, que tem entre 92,2 a 95,5% de água (SEBRAE-
MA, 2004). Em série com o mesmo foi utilizada um resistor de 120 ohms cuja fase (número
complexo na forma polar) é de 5,5
o
, sem grandes variações com a temperatura (uma lâmpada
incandescente, de filamento de tungstênio, provou ser uma carga ruim, pois vai de 18,7/9
o
[Ω]
2
à temperatura ambiente para 200/40
o
[Ω] quando aquecida moderadamente a 1/3 de sua
potência total, ver anexo F) medidos a 400 kHz. O chuchu foi colocado em contato com o
eletrodo de dispersão e um eletrodo esférico com ponta de 2 mm de diâmetro foi utilizado
como eletrodo ativo.
Resistor 120/5,5
o
ohms
Osciloscópio flutuante
Computador
Corte com faísca
Carga: Chuchu
Capacitor
Eletrodo de dispersão
A gnd B
Isolamento do
Osciloscópio
Figura 6.6.- Experimento com chuchu para estudo da faísca do corte. Utilizou-se um canal
para medir a tensão sobre o resistor (amostra de corrente) e outro canal para a tensão sobre a
carga (chuchu).
A saída contava ainda com capacitores (à óleo) em série, com capacitâncias medidas
de aproximadamente 100nF. Um osciloscópio flutuante TEKTRONIX TDS320, separado da
rede por um transformador 1:1 com choques de RF em série manufaturados para o isolamento
das energias em centenas de kHz utilizadas (veja esquema da Figura 6.6), foi utilizado para
efetuar as medições de tensão e correntes necessárias, usando ainda, para a componente maior
1
Assim como as carnes bovinas e suínas, com a vantagem de não apresentar o cheiro desagradável nos
experimentos. Quando dessecado ou queimado apresenta, como estas carnes, reatâncias adicionais (ver modelo
do sítio faiscante, neste capítulo).
2
Impedância na forma polar, Módulo/ângulo
o
.
119
de tensão, uma ponta especial com atenuação de 100 vezes. Estabelecendo-se então a
faiscância (ou o efeito cirúrgico sob estudo), o sinal xy (canal A versus canal B) ou yt (canais
A e B versus tempo de amostragem) relativo ao experimento era retido no osciloscópio.
Através da RS-232, os dados foram passados para o computador e pré-processados (formato
em colunas, tipo texto ASCII puro, com colunas separadas por vírgula e notação científica)
para utilização nos programas de processamento de gráficos e espectros (MatLab e
SigmaPlot). O cabo da RS-232 permanecia desconectado durante o experimento para evitar os
caminhos parasitas para o aterramento da bancada. Para melhorar os problemas de referência
mediu-se o simétrico da corrente (-V
B
/R), para garantir a medição da tensão sobre o chuchu.
6.5 RESULTADOS
6.5.1 ASSIMETRIA DEVIDA À DIFERENÇA DE GEOMETRIA
Todos os procedimentos eletrocirúrgicos que envolvem faiscância entre a carga e um
eletrodo de aplicação (ativo) mostraram uma forte assimetria em tensão. Antes de discutir a
mesma e suas conseqüências, é prudente avaliar os resultados experimentais relacionados com
o início da faísca. Supondo o espaço faiscante como o volume atmosférico existente entre o
eletrodo de aplicação e a carga (neste caso, o chuchu) e supondo uma excitação senoidal entre
ambos (a carga está em contato com o eletrodo de dispersão), pode-se esperar, desde que haja
energia suficiente para a ruptura dielétrica (e manutenção da mesma), que haja faiscância em
ambos os sentidos, do eletrodo para a carga e vice-versa. Na Figura 6.7 estão representados os
casos para o eletrodo ativo com tensão positiva em relação ao de dispersão (esquerda) e para o
eletrodo ativo com tensão negativa em relação ao de dispersão (direita). A corrente eletrônica
da faísca vai, quando a mesma é estabelecida, da tensão relativa negativa para a positiva. Isso
significa que durante metade do tempo da faiscância, os elétrons que iniciam a faísca devem
ser disponibilizados pelo chuchu e durante a outra metade, os elétrons devem ser
disponibilizados pelo metal do eletrodo ativo. Existe um indicativo desta disponibilização de
elétrons conhecido como work function. A energia necessária para remover um elétron de
uma superfície sólida até um ponto onde ele não tenha mais nenhuma interação com esta
superfície é conhecida como work function (KLEIN, VOLLMANN & ABATTI, 2003). Os
120
valores para metais vão de 2 a 6 eV (MICHAELSON, 1977). As work functions de vários
metais puros e ligas são conhecidas e determinadas por métodos específicos. As condições de
superfície, temperatura e radiação luminosa afetam este valor (ANNIS, 2004).
-
+
Capacitor
-
Capacitor
+
Figura 6.7.-Representação dos caminhos das faíscas. Na figura da esquerda, a faísca (corrente
eletrônica e de ânions) é iniciada no chuchu e vai até o eletrodo ativo. Na figura da direita, o
eletrodo ativo é que inicia a faísca e a mesma desce para o chuchu.
No caso de eletrocirurgia, a energia necessária para remover os elétrons do catodo é
provida pelo campo elétrico. O campo elétrico depende da geometria e da diferença de
potencial entre o eletrodo e a carga. A tensão mínima para o início da geração de faíscas
(àquela que arranca os elétrons primários dos catodos) independe do número de elétrons
primários disponibilizados no catodo, conforme SATO et al. (1992), que estudou esta relação
variando o número de elétrons primários através de irradiação UV.
Para verificar a contribuição da geometria na faiscância, realizou-se um experimento
utilizando um gerador de alta tensão (Phywe, 25 kV, 2 mW). Três tipos de eletrodos foram
usados, o tipo faca não afiada com lâmina de 1 mm de espessura, o esférico com 2 mm de
diâmetro e o tipo agulha com ponta com menos de 0,1 mm de raio de curvatura, todos feitos
de aço inox. Como as distâncias eram submilimétricas e não havia maneira de as medir sem
que se usassem sofisticados equipamentos ópticos, adotou-se a seguinte metodologia: Para
uma distância arbitrária, mediam-se as tensões para formação de faísca nos dois sentidos
(Vad, a tensão do eletrodo ativo - faca ou agulha ou esfera - em relação ao de dispersão-placa
e Vda a tensão do eletrodo de dispersão (placa) em relação ao ativo) para depois modificar a
distância e repetir o procedimento. Deste modo, pode-se gerar uma figura sem variáveis
independentes, mas que, através da inclinação de suas curvas, forneceu os resultados
esperados (de fato, a presença da variável espaço não é necessária para se verificar o que se
propunha). Estes resultados podem ser vistos na Figura 6.8 onde diferenças de 18,9% para o
caso de faíscas entre agulha e plano, 17,1% para o caso entre faca e plano e somente 2,7%
121
para o caso entre o eletrodo esférico e o plano. Nota-se que quanto maior a diferença de
geometria, maior a diferença entre as tensões Vad e Vda, como esperado. Significa, ainda, que
para as distâncias onde as faíscas ocorrem, a diferença entre o eletrodo esférico (com 2 mm de
diâmetro) e o plano é quase insignificante. Pode-se, então, usar este conjunto para investigar
se existem assimetrias devidas ao material.
Faiscância entre materiais iguais com diferentes geometrias
Vda, Tensão de faiscância placa-ponta [kV]
2345678
Vad,
Tensão de faiscância ponta-placa [
kV
]
2
3
4
5
6
7
8
Faísca faca-plano [-.163+1,171x]
Regressão faca-plano (0,977)
Faísca esfera-plano [.173+.973x]
Regressão esfera-plano (0,996)
Faísca agulha-plano [.1315+1,189x]
Regressão agulha-plano (0,888)
Figura 6.8.- Assimetria entre as tensões necessárias para iniciar a faísca entre eletrodos de
materiais iguais e geometrias diferentes e uma placa plana. Três eletrodos (faca, esfera e
agulha) foram ensaiados e diferenças entre 2 e 20% podem ser observadas nas equações de
regressão linear inscritas na figura.
6.5.2 ASSIMETRIA CAUSADA PELA FAISCÂNCIA
A hipótese de que assimetrias que provocam sinais DC em eletrocirurgia surgirem da
diferença do material ou da diferença de work functions dos mesmos não é nova (CHU et al.,
1985), mas até hoje carece de experimentação quantitativa ou demonstração. Um conjunto de
experimentos foi então levado a cabo para demonstrar esta diferença. A Figura 6.9 representa
os esquemas de medição das tensões Vad (tensão do eletrodo ativo em relação ao de
dispersão) e Vda (tensão do eletrodo de dispersão em relação ao ativo), relacionados com as
faíscas nos sentidos chuchu-eletrodo e eletrodo-chuchu, respectivamente. O eletrodo é
122
esférico (aquele que se comprovou quase sem diferença de campo devido à geometria), feito
de aço inox, com ponta 2 mm de diâmetro. O eletrodo de dispersão é feito de aço inox com
área de aproximadamente 180 cm
2
. O fato de se ter comprovado uma diferença pequena
causada pela geometria leva à conclusão de que os pontos que aparecem na curva da Figura
6.10 devem ser forçosamente relativo à diferença entre os materiais (aço e chuchu), ou seja,
entre as dificuldades de se retirar um elétron do eletrodo esférico de aço e da superfície do
chuchu (abusando da definição, suas work functions).
Osciloscópio flutuante
Figura 6.9.- Figura representando a metodologia de medição das tensões Vad (tensão do
eletrodo ativo em relação ao de dispersão) e Vda (tensão do eletrodo de dispersão em relação
ao ativo), relacionados com as faíscas chuchu-eletrodo e eletrodo-chuchu, respectivamente.
+
-
Eletrodo de dispersão
-
Alta
Tensão
Vad
Vda
A gnd
Alta
Tensão
+
As tensões foram medidas logo após a formação da faísca (como o gerador de alta
tensão só fornece 2 mW, a faísca o descarrega completamente, tornando fácil a medição).
Supôs-se, ainda, que a faísca era gerada tão logo um elétron fosse retirado de uma das
superfícies (e, pelos processos previamente discutidos, provocado a faísca). Uma diferença de
22% apareceu, i.e., foi necessário 22% a mais de campo elétrico para se retirar um elétron do
chuchu do que para se retirar um elétron do eletrodo de aço inox. Esta diferença é compatível
com à que se encontra nas medições "à quente". A seguir, relatam-se experimentos efetuados
sobre chuchu. Os experimentos demonstraram que a morfologia das curvas não muda em
função da freqüência fundamental, exceto quanto à defasagem entre corrente e tensão, devida
à capacitância parasita da parte de aplicação. Por este motivo, optou-se por amostrar os sinais
de corte com uma freqüência menor (235 kHz) que a norma (NBR 60601-2-2/1998), apenas
123
para tornar mais simples a captura de informações (nem a morfologia no tempo nem a
distribuição da energia nas freqüências sofrem comprometimento).
Tensão de faiscância (chuchu-inox) Vda [kV]
0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0
Tensão de faiscância inox-chuchu
Vad
[kV]
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
Vda vs Vad
Vad=377+0,784Vda
Figura 6.10.- Esta figura demonstra a diferença entre as tensões de deflagração da faísca entre
um eletrodo esférico de aço e o chuchu, para ambos os sentidos. Medidas efetuadas
utilizando-se um gerador de alta tensão com potência máxima de 2 mW. O módulo da tensão
da primeira faísca era registrada para ambos sentidos, para uma mesma distância arbitrária.
A Figura 6.11 mostra os sinais amostrados de tensão e corrente da saída senoidal
implementada sobre o chuchu durante um procedimento de corte (envolvendo faiscância).
Pode-se notar na forma de onda da tensão um nível de grampeamento com valor superior a
100 V, representado pela linha tracejada da figura. A forma de onda de corrente apresenta
uma componente contínua quase nula (aproximadamente 30 mA), como mostra a linha
tracejada na figura correspondente. Os dois sinais estão defasados 9,3
o
(medido pelos
máximos), o que dá um fator de potência de 0,987 (a maior parte é potência útil entregue à
carga).
A Figura 6.12 mostra a potência aparente [VA] instantânea entregue à carga. A
diferença na potência entre os ciclos é devida ao nível DC no sinal de tensão. Isto será
discutido adiante, no item 6.5.3.
Quando a tensão no eletrodo ativo é positiva em relação à carga (chuchu), os elétrons
vão do chuchu para o eletrodo e quando a tensão é relativamente negativa, vão do eletrodo
para o chuchu. Como o eletrodo ativo é metálico, a mobilidade e facilidade com que os
124
elétrons são disponibilizados em estado livre ali são bem maiores do que no chuchu (ou
qualquer tecido orgânico relacionado com eletrocirurgia). Isto faz com que a faísca seja
formada e mantida mais facilmente quando os elétrons saem do metal (eletrodo ativo,
condutor) do que quando saem do tecido orgânico (predominantemente resistivo).
Tensão de corte sobre chuchu da saída senoidal
tempo [s]
02x10
-6
4x10
-6
6x10
-6
8x10
-6
10x10
-6
12x10
-6
14x10
-6
Tensão [V]
-800
-600
-400
-200
0
200
400
600
800
1000
Corrente de corte em chuchu da saída senoidal
tempo [s]
02x10
-6
4x10
-6
6x10
-6
8x10
-6
10x10
-6
12x10
-6
14x10
-6
Corrente [A]
-0.4
-0.2
0.0
0.2
0.4
Figura 6.11 .- Tensão e corrente amostradas durante experimento de corte com faiscância em
chuchu.
Potência Aparente de corte em chuchu
tempo [s]
02x10
-6
4x10
-6
6x10
-6
8x10
-6
10x10
-6
12x10
-6
14x10
-6
Potência aparente [VA]
-100
-50
0
50
100
150
200
250
300
Figura 6.12 .- Forma de onda da potência entregue à carga (chuchu). Sinal derivado do
produto entre os módulos dos sinais de corrente e tensão medidos.
A Figura 6.13 mostra a relação entre corrente e tensão existente no laço de entrega de
energia e é uma outra forma de representar as Figura 6.11 e Figura 6.12. O segmento 1 da
figura representa a subida da tensão, de zero até um valor máximo positivo. A corrente tem
125
um valor positivo já antes do zero da tensão (ver em Figura 6.11 e Figura 6.12).
Aproximadamente em 550 V, o processo da faiscância tem início (ionização secundária ou
auxiliar) e a corrente sobe juntamente com a tensão (segmento 2). O segmento 3 representa o
abaixamento da tensão de um valor máximo positivo para o zero. Aproximadamente em 450V
a faiscância deixa de acontecer e se dá início ao segmento 4, que representa, juntamente com
o segmento 5, a redução da tensão até uma tensão suficientemente negativa para iniciar a
faiscância no outro sentido. Os ciclos 6, 7 e 8 são similares ao 2, 3 e 4, com a diferença dos
sinais de tensão e corrente e dos valores absolutos dos mesmos. É evidente que as faíscas são
mais facilmente formadas do lado esquerdo da figura, quando os elétrons vão do metal para o
chuchu. O fato das partes horizontais da curva não estarem aderidas ao zero é devido à
diferença de fase entre tensão e corrente. Além do mais, nota-se nas partes correspondentes do
sinal de corrente (partes que "quebram" a senóide) na Figura 6.11, que a corrente não é zero e
nem constante, o que implica em correntes devidas a ionização primária somente. A
protuberância marcada com o índice 7b na Figura 6.13 acontece quando a tensão desce a
valores mais negativos do que o mínimo valor (absoluto) para iniciar as faíscas. Quando a
faísca começa, a curva vai rapidamente para a reta 6. Provavelmente este efeito está associado
ao fato de existir um campo elétrico mínimo para iniciar a faísca aproximadamente invariante
em função da quantidade de elétrons primários disponíveis, mas o mesmo não ocorre com o
valor máximo, que muda de modo inversamente proporcional ao número de elétrons
primários (SATO et al., 1992). Os depósitos de material carbonizado permitem a condução de
arcos-faíscas (SLADE & TAYLOR, 2002) inserindo um elemento complicador no processo.
É importante ressaltar que, embora o laço de energia contenha capacitores, energias de
baixa f
são, corrente e potência de
corte s
reqüência e até de freqüência zero (DC) podem se desenvolver, sejam elas associadas à
corrente (PEARCE, 1986) ou à tensão, como se demonstra aqui.
A Figura 6.14 apresenta os espectros normalizados da ten
obre chuchu. Estas figuras foram obtidas através de análise FFT de dados obtidos por
amostragem através do osciloscópio TEKTRONIX mencionado (sinais das Figura 6.11 e
Figura 6.12), conforme procedimentos detalhados no ANEXO G. Pode-se notar que a corrente
apresenta componentes muito baixas de DC, enquanto a tensão apresenta uma grande
componente (mais de 40% do valor rms). A potência apresenta a maior energia em AC em
2.fo, onde fo é a freqüência de excitação do sinal amostrado.
126
Tensão [V]
-800 -600 -400 -200 0 200 400 600 800 1000
Corrente [A]
-0.6
-0.4
-0.2
0.0
0.2
0.4
2
1
8
7b
7
6
3
5 4
Figura 6.13.- Gráfico da corrente de corte versus a tensão sobre chuchu.
Espectro de Tensão
espectro-chu-spark-resist-v
n.fo [fo=235.3kHz]
012345678910
Tensão normalizada
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Corrente
n.fo [fo=235.3kHz]
012345678910
Corrente normalizada
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Potência
n.fo [fo=235.3kHz]
012345678910
Potência normalizada
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Figura 6.14.- Espectros normalizados da tensão, corrente e potência de corte sobre chuchu
127
Há pouco espalhamento de potência no espectro. Esta é uma grande vantagem da saída
senoidal. Numa saída chaveada, para se conseguir um sinal semelhante, muita energia nas
altas e baixas freqüências teriam de ser filtradas, abaixando o rendimento.
6.5.3 ASSIMETRIAS EM CORRENTE E EM TENSÃO
Um experimento onde as características tensão versus corrente foram medidas com e
sem o capacitor de saída (aquele que a norma exige para proteção do paciente) foi realizado e
os resultados estão resumidos na Figura 6.15. Quando o capacitor está presente, a assimetria
aparece na tensão (valor médio > 0), pois o capacitor não permite que correntes DC circulem
pela malha de saída. Quando se tira o capacitor, a tensão fica praticamente simétrica (média
próxima de 0V) e a assimetria se concentra na corrente. Isso é congruente com o discutido no
item anterior. Sem capacitor, para um mesmo campo elétrico, mais elétrons serão retirados do
eletrodo metálico do que do material orgânico. Como o capacitor (quando presente) impede as
correntes DC, a assimetria é transferida para a tensão.
Ciclo de Tensão/Corte
Tempo de amostragem [s]
-3e-6 -2e-6 -1e-6 0 1e-6 2e-6 3e-6
Tensão [V]
-800
-600
-400
-200
0
200
400
600
800
Tensão medida com capacitor de saída
Valor médio da tensão com capacitor
Tensão medida sem o capacitor de saída
Valor médio da tensão sem capacitor
Ciclo de Corrente/Corte
Tempo de amostragem [s]
-3e-6 -2e-6 -1e-6 0 1e-6 2e-6 3e-6
Corrente [A]
-1.0
-0.5
0.0
0.5
1.0
Corrente medida com capacitor de saída
Valor médio da corrente com capacitor
Corrente medida sem o capacitor de saída
Valor médio da corrente sem capacitor
Figura 6.15.- Ciclos de tensão e corrente medidos na presença e na ausência do capacitor de
saída normativo. Sem o capacitor, a assimetria se concentra na corrente e quando o capacitor
está presente, na tensão.
128
Como já exposto em capítulo anterior, tensões DC, mesmo tão pequenas quanto 3
volts, podem causar queimaduras DC (eletroquímicas) e provavelmente o mecanismo aqui
demonstrado (potencializado pelo tempo de exposição do tecido) é o causador das mesmas.
Para reforçar a hipótese de que a assimetria é causada pela diferença de materiais ou,
mais adequadamente, pela diferença entre as disponibilidades de elétrons pelas superfícies dos
dois materiais, foi feito um experimento onde se provocou a faiscância entre materiais iguais,
mantendo todo o resto o mais próximo possível dos experimentos anteriores. Isto é discutido
no próximo item.
6.5.4 ELETRODOS IGUAIS
Quando se mediu a faiscância entre eletrodos iguais (dois eletrodos de aço inox de
mesma geometria, um engastado no chuchu), notou-se que a característica VxI permanecia
simétrica (não havia DC nem na tensão nem na corrente), pois as work functions das duas
superfícies são iguais, o que reforça a hipótese de que a assimetria observada quando a faísca
acontece entre metal e chuchu está relacionada com a diferença de material.
XY metal-metal-chuchu
Tensão [V]
-400 -200 0 200 400
Corrente [A]
-2.0
-1.5
-1.0
-0.5
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0
Vmetal-metal vs Imetal-metal
Saída
Senoidal
Figura 6.16.-Resposta tensão versus corrente da faiscância entre eletrodos de iguais material e
geometria, um deles engastado no chuchu. Os sinais em corrente e em tensão são simétricos.
129
6.5.5 ELETROESTIMULAÇÃO POR CARGA RESIDUAL
Muitos cirurgiões relatam eletroestimulações que ocorrem, às vezes, mesmo sem que a
caneta esteja energizada. CHU et al. (1985) já comentam o fato do capacitor de saída poder
armazenar cargas e ser descarregado ao primeiro toque com o tecido, embora o mecanismo de
surgimento desta carga não tenha sido discutido. Efetuou-se então um experimento para a
demonstração deste efeito. Com o capacitor de saída, realizou-se a faiscância e, antes de
desenergizar o equipamento, afastou-se a caneta (eletrodo de aplicação ou ativo) da carga, de
modo que ao se desenergizar, a mesma não perdesse sua carga para o tecido (por contato). A
faiscância foi realizada com as mesmas tensões mostradas neste capítulo (máximo entre 600 e
700 volts). Amostrou-se então a descarga da carga residual no capacitor sobre um resistor de
390 ohms (aproximadamente a resistência do tecido humano sob intervenção cirúrgica).
Primeiramente, a carga residual era consistente com a assimetria, i.e., a componente DC da
tensão fica armazenada no capacitor (nas condições mencionadas). A Figura 6.17 mostra a
curva em questão. A energia estimada foi de 7,5 mJ (capacitância usada no experimento de
100nF).
Descarga sobre resistor de 390/2,1o após faisca sobre chuchu
tempo [microsegundos]
-150 -100 -50 0 50 100 150
Tensão [V]
-20
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
Figura 6.17.- Curva de descarga da carga residual pós-faiscância do capacitor de saída sobre
resistência de 390 ohms. A energia dos 100 primeiros microsegundos foi estimada em 7,5 mJ.
Esta energia aparentemente é muito pequena para eletroestimulação. Além do mais,
não é para a energia que se deve voltar a atenção e sim para o modo como ela é entregue, ou
seja, para a potência.
130
A Figura 6.18 mostra o gráfico da descarga em forma de potência. De acordo com
KATZ (1966), a intensidade de corrente necessária para eletroestimulação para um tempo de
100 µs é 5 (cinco) vezes maior que em 1,5 ms. WEBSTER (1978) diz que a eletroestimulação
pode ocorrer entre 2 e 20 mA/ms, ou seja de 2 a 20 µC injetados (em 1ms). Manipulando
estes dados, tem-se uma injeção de 6,7 a 67 µC (em 100 µs, o tempo da Figura 6.18). Na
mesma figura, tem-se uma carga de 16 µC, concluindo-se portanto, que a simples descarga do
capacitor de saída pode eletroestimular um paciente.
Potência desenvolvida - Energia 7,5 mJ
tempo [microsegundos]
0 204060801
Potência [W]
0
10
20
30
40
50
60
70
Energia 7,5mJ, Carga de 16µC
00
Figura 6.18.- Potência instantânea relativa à descarga da carga residual do capacitor de saída.
6.5.6 DESSECAÇÃO EM CHUCHU
Na dessecação, não acontece o processo de faiscância, uma vez que seu procedimento
é a coagulação por contato. Neste caso, na ausência de faíscas a característica VxI é simétrica,
como pode ser observado na Figura 6.19. A inclinação pode fornecer indicações do valor
ôhmico da carga (neste experimento, o chuchu apresentou um valor de 638 ohms) e o arco
seno da razão entre ∆Vint (diferença de tensões "internas"quando a corrente é zero, neste
caso, cerca de 70 V) e o ∆Vext (diferença total sobre o eixo de tensão, neste caso 235 V)
fornece a diferença de fase entre tensão e corrente. Pode-se então depreender daí o valor da
capacitância parasita envolvida na dessecação. A Figura 6.20 apresenta o espectro da
dessecação em chuchu. Neste gráfico, pode-se observar que a maior parte da potência
entregue ocorre em DC (como esperado para um espectro que apresenta valor médio diferente
de zero) e na freqüência que é o dobro da freqüência dos sinais de corrente e tensão (seu
131
produto dá uma função com forma de onda retificada completa com o dobro da freqüência).
As demais componentes são devidas provavelmente à presença de reatâncias indesejáveis e
harmônicas impostas pelo circuito de saída.
Dessecação sobre chuchu
Tensão aplicada [V]
-150 -100 -50 0 50 100 150
Corrente de dessecação [A]
-0.20
-0.15
-0.10
-0.05
0.00
0.05
0.10
0.15
0.20
Figura 6.19.- Sinal amostrado da dessecação sobre chuchu.
Potência em watts, dessecação sobre chuchu
n.fo
012345678910
Amplitude normalizada
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
Figura 6.20.- Espectro de potência da dessecação (fo=273 kHz, passos de 54,6 kHz).
6.5.7 MODELO DO ESPAÇO ELETROCIRÚRGICO
Os experimentos realizados permitiram a proposição de um modelo inédito do espaço
eletrocirúrgico. O modelo elétrico simula o corte com faiscância, prevendo as assimetrias
132
apresentadas, a dessecação e a energização à vazio, com ou sem o capacitor de saída (C3). A
Figura 6.21 mostra o diagrama esquemático elétrico do modelo, onde: Ckp é a capacitância
intrínseca-parasita existente entre os eletrodos para qualquer das situações (corte, dessecação
e à vazio); C4 (twister cap) é a capacitância parasita em paralelo com o resistor de
amostragem de corrente (Rtest); Rpk e Rkp são as resistências do laço faiscante (podem ser
estimadas das inclinações das curvas VxI apresentadas); D3 e D4 são diodos ideais; D1 e D2
são diodos zener com Vkp sendo a tensão necessária para deflagrar a faísca no sentido
eletrodo-tecido e Vpk no sentido tecido-eletrodo (simulam as diferentes disponibilizações de
elétrons que iniciam as faíscas); Cd e Rd são a capacitância e a resistência durante a
dessecação (não há faísca, a capacitância aparece entre eletrodo e tecido, separados por uma
película dielétrica dessecada); C3 é a capacitância em série com a saída (norma).
CH1 Ref CH2
D1
Vkp
D2
Vpk
D3
Rpk
12
D4
Rtest
12
Ckp
C3
.
V1
12
SW3
C4
Twister Cap
SW2
Rkp
12
SW4
SW1
.
1
8
3
RL
12
T1
1 5
4 8
L1
CHOKEs RF (400kHz)
L2
Rd
12
Cd
Osciloscópio
Rede 127V, 60Hz
flutuante
Resistência
do paciente
(chuchu)
Capacitância
Capacitância
de fuga
de contato na
dessecação
Resistência
de
dessecação
Capacitância
Figura 6.21.- Modelo do espaço eletrocirúrgico. Ckp é a capacitância intrínseca-parasita entre
eletrodos; C4 a capacitância parasita do resistor de amostragem de corrente (Rtest); Rpk e
Rkp as resistências do laço faiscante; D3 e D4 diodos ideais e D1 e D2 diodos zener
representando as tensões de início de faiscância nos dois sentidos (Vkp e Vpk); Cd e Rd são a
capacitância e a resistência durante a dessecação e C3 é a capacitância em série com a saída
As medidas são feitas conforme indicação dos canais CH1 e CH2 de um osciloscópio
flutuante. Quando a chave SW1 está na posição normal, tem-se C3 (cap. de saída normativo)
inserido e quando está na posição inversa, pode-se simular o sistema sem o mesmo (os
resultados práticos e simulados foram iguais, neste aspecto). Com SW3 e SW2 em aberto, a
resposta do modelos simula a resposta da energização da ponta à vazio, como pode ser visto
133
na Figura 6.22. Com a chave SW2 fechada (SW3 aberta) pode-se simular o comportamento
da dessecação. Uma simulação foi feita no software MULTISIM. Os parâmetros utilizados
foram processados em escala diferente (aproximadamente 100 vezes menor) porque o
simulador utilizado não permite alterar os valores de alguns dos componentes para os valores
reais usados na prática (ex: o simulador não aceita diodos zener com 700 V reversos). O
resultado da simulação apresentou boa aderência aos pontos medidos, como pode ser
observado na Figura 6.23.
Tensao de corte a vazio [V]
-1000 -800 -600 -400 -200 0 200 400 600 800 1000
Corrente [A]
-0.006
-0.004
-0.002
0.000
0.002
0.004
0.006
Figura 6.22.- Pontos amostrados e curva resultante (linha) de simulação à vazio do modelo do
espaço eletrocirúrgico.
Finalmente, com SW3 fechada (SW2 aberta), pode-se simular o comportamento da
eletrocirurgia envolvendo faiscância (corte). O resultado desta simulação é comparado com os
pontos medidos de um corte real (sobre chuchu) e apresentado na Figura 6.24.
134
Tensão aplicada [V]
-150 -100 -50 0 50 100 150
Corrente de dessecação [A]
-0.20
-0.15
-0.10
-0.05
0.00
0.05
0.10
0.15
0.20
Figura 6.23.- Comparação entre a simulação do modelo para o caso da dessecação e os pontos
medidos.
Tensão [V]
-600 -400 -200 0 200 400 600 800 1000
Corrente [A]
-0,4
-0,3
-0,2
-0,1
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
Figura 6.24.- Comparação entre a simulação do modelo para eletrocirurgia com faiscância e
os pontos medidos de faiscância sobre chuchu.
135
O modelo apresentado é inédito e consegue simular com sucesso todas as
características principais da eletrocirurgia. Não foram estudadas as formas de onda dos
blends, nem a adequação do modelo a eles. Os valores dos parâmetros da Figura 6.21 podem
ser encontrados para cada caso experimentado. Rd pode ser determinado da inclinação da
curva tensão-corrente de dessecação, Cd através da determinação do deslocamento de fase
(método de Lissajous) e do conhecimento da freqüência do experimento, R
L
tem igual valor
do Rd determinado anteriormente, Rkp e Rpk podem ser determinados das inclinações das
curvas tensão-corrente e valem (∆V
m
/∆i
m
-R
L
), com m se tornando os índices kp ou pk,
conforme o caso. Os valores Vpk e Vkp são determinados diretamente das curvas tensão-
corrente de faiscância (as tensões de início de faiscância) e Ckp pode ser determinado através
dos valores de corrente e tensão da curva de energização à vazio.
6.6 CONCLUSÃO:
1- Existe a diferença de energia elétrica necessária para arrancar elétrons de metais com
diferentes geometrias (fenômeno bem conhecido, inversamente proporcional ao
quadrado do raio de curvatura da superfície), demonstrado e quantificado neste
capítulo.
2- Existe uma assimetria adicional, medida à frio, entre os campos necessários para
iniciar a faiscância a partir do eletrodo metálico ou do material orgânico (chuchu), de
aproximadamente 20-30%, que não é devida à diferença de geometria e sim à
diferença de materiais (metal e orgânico).
3- Existe uma assimetria (não necessariamente igual à anterior) em regime de faiscância
eletrocirúrgica (à quente). Os valores de 30 a 40% são tão próximos do ensaio à frio
que parece apropriado imaginar que é o fenômeno de diferença de materiais "somado"
aos efeitos de temperatura e de modificação atmosférica no sítio cirúrgico.
4- A mesma assimetria não existe quando se engasta um metal no chuchu e se procede
com a faiscância entre os dois eletrodos metálicos.
5- Também não há assimetria quando a faiscância está ausente.
6- Na presença da faiscância, existem componentes de tensão DC que são mais do que
suficientes para provocar queimaduras eletroquímicas.
136
7- O modelo inédito (e até onde se pesquisou na bibliografia, único) para o espaço
eletrocirúrgico proposto apresentou resultados excelentes.
8- O transformador isolador e o capacitor de saída minimizam, mas não evitam, o
problema da geração de sinais que podem eletroestimular o paciente.
Ressalta-se que somente a excitação aproximadamente senoidal foi considerada na
obtenção destes resultados.
Um estudo mais aprofundado seria necessário para determinar as medidas que
realmente podem promover uma proteção contra eletro-estimulação dos pacientes. Estes
estudos poderiam estar centrados na comparação dos espectros para vários tipos de carga,
incluindo faíscas geradas entre condutores.
Alguns aspectos que ficaram evidentes durante a faiscância precisam ser melhor
investigados. Uma comparação com outros tipos de carga deve ser efetuada, bem como uma
comparação entre saídas de equipamentos diferentes (encontrados no mercado).
137
CAPÍTULO 7
7 RESULTADOS
A seguir, descrevem-se os resultados relativos ao desenvolvimento do equipamento
(somente aqueles que contenham alguma contribuição relevante) e discutem-se as
contribuições científicas e tecnológicas, principalmente às relacionadas aos estudos realizados
sobre a faísca eletrocirúrgica.
7.1 O EQUIPAMENTO ELETROCIRÚRGICO
O equipamento eletrocirúrgico desenvolvido foi entregue à empresa que financiou seu
desenvolvimento em 2002. Na época, a saída de potência apresentou (conforme testes
efetuados em laboratório de certificação da USP, testes estes a cargo da empresa SISMATEC)
problemas que impossibilitaram a colocação do aparelho no mercado, com as características
pretendidas. Estes problemas (e todos os outros de engenharia) foram resolvidos e os
resultados passados para a empresa. Posteriormente, pesquisou-se com mais profundidade os
tipos e arquiteturas de saída, os transformadores de saída destes equipamentos e as faíscas
eletrocirúrgicas. Alguns testes foram feitos na tentativa de emular testes de certificação para
prever alguns dos resultados da certificação. As partes analógicas e digitais de controle e
interface com o operador, o bastidor, o dimensionamento e disposição 3D dos componentes e
acessórios, montagem, confecção de cabos e conectores e testes iniciais foram feitos pelos
autores e sua equipe. O teclado de membrana, o design externo e a parte de chapeamento
foram feitos pela empresa sob recomendação do autor. e cabos foram desenvolvidas ou
implementadas e integradas ao equipamento.
Os seguintes testes, necessários, mas não suficientes, para certificação do
equipamento, conforme norma NBR IEC 60601-2-2:2001 (2001) foram emulados em
laboratório próprio e os resultados são apresentados a seguir. Os testes são aqui apresentados
meramente para demonstrar a viabilidade de certificação do equipamento desenvolvido,
lembrando-se que o objetivo deste trabalho não é a apresentação dos detalhes de engenharia,
138
certificação ou instrumentação. Os nomes dos testes Cn (com n podendo variar de 1 a 36) se
referem ao ANEXO C, que relaciona a seqüência de ensaios a serem feitos, da antiga norma
geral NBR IEC 601-1:1994, posteriormente revisada e emendada pela NBR IEC 60601-
1:1997, podendo ser modificados nos casos prescritos na norma particular NBR IEC 601-2-
2:1998 (revisada e emendada pela NBR IEC 60601-2-2:2001). Entre parênteses se encontram
as cláusulas da norma supracitada e entre aspas o nome genérico do teste, dado no ANEXO C
da norma geral.
7.1.1 TESTES DE INSPEÇÃO VISUAL
O teste C3, “Marcação”, subcláusulas 6.1 a 6.8, (teste de marcação e de diagramas de
Potência de saída versus controle para os modos: Teste no modo monopolar feito com cargas
de 50 a 2000 ohms e Bipolar com cargas de 10 a 1000 ohms) forneceu resultados
satisfatórios. As curvas de regulação de potência estão dentro da faixa especificada
(apresentadas no item 3.2.2). O circuito desenvolvido possui um sistema inédito, altamente
eficiente e a regulação de potência útil pode ser considerada rápida, em comparação com
sistemas microprocessados. A arquitetura de processamento discreto torna este equipamento
diferenciado de todos os outros, neste aspecto.
O teste C9 (cláusulas 18 e 58), que se refere ao “aterramento de proteção, funcional e
equalização de potencial”, para equipamentos com cabo de alimentação destacável ou
conector de entrada e resistência máxima de 0,1 ohm entre as partes condutivas e o terra, foi
satisfeito. Neste caso, a resistência ficou abaixo do máximo especificado.
O teste C12 (cláusula 23), que diz respeito a “superfícies, cantos e níveis”, está
satisfeito, pois a superfície foi concebida de forma a não apresentar cantos que possam ser
perigosos durante operação ou que acumulem sujeira.
O teste C13 (cláusula 24), que trata da “estabilidade e transportabilidade” deu
resultados positivos. Destaca-se somente um deslocamento do centro de massa do
equipamento para a esquerda e para o fundo do mesmo, devido ao peso do transformador
toroidal de 720 VA (superdimensionado para entregar 300W, mais 300W perdidos nos
transistores em região ativa, mais 20% de coeficiente de segurança). O peso do transformador
de entrada é o dobro do peso dos transformadores utilizados em equipamentos chaveados,
pelos critérios de segurança adotados. Conforme este teste, o aparelho não deve tombar até
uma inclinação de 10 graus. O equipamento não tomba abaixo de 40 graus de inclinação para
nenhum lado.
139
Quanto ao C19 (cláusula 46), um dos mais importantes, que trata sobre segurança
contra “erros humanos”, todas as saídas e entradas foram projetadas de modo que as conexões
fossem inequívocas. Devido às posições diferenciadas para cada conjunto de entrada-saída,
torna-se impossível o erro de conexão entre diversas partes elétricas (cabos e conectores) do
sistema. O sistema exclusivo de segurança para paciente do equipamento torna-o muito
seguro se comparado aos equipamentos similares encontrados no mercado, sendo improvável
um erro de teclagem e tornando virtualmente impossível um curto entre eletrodos ou através
do paciente.
7.1.2 ENSAIOS ELÉTRICOS
Os testes:
C4 (cláusula 7), que trata da “potência de entrada” e seus limites mais ou menos 10%
da potência de entrada declarada (para equipamentos com potência maior ou igual a 100 W ou
VA). Com o equipamento em máxima potência a potência de entrada é estimada (valor que
seria declarado como potência de entrada pelo fabricante) em 300VA e foi observado, através
de ensaios elétricos, que este valor não ultrapassa os 320 VA, portanto este teste seria
satisfeito numa situação real;
C6 (cláusula 15), que trata da “limitação de tensão e/ou energia” e da tensão nos
terminais de alimentação após um segundo da desconexão (não deve exceder 60 V ou 2 mJ de
energia para capacitores acessíveis) é satisfeito por causa dos circuitos de fonte cujos
resistores foram calculados para terem uma constante de tempo suficiente para deixar
qualquer das tensões da fonte abaixo dos 60 V requeridos;
C22 (cláusulas 50 e 51), que trata da “exatidão de dados de operação e proteção contra
saída de dados incorretos” (a variação na potência de saída não deve ser mais do que 5% ou
10W da potência de saída declarada, a que for menor) foram testados (ver gráficos no
capítulo 3) e forneceram resultados satisfatórios.
Os testes funcionais do equipamento foram feitos usando-se como carga resistores de
potência (470 Ω puramente resistivo, 500 W), resistores de 50, 100, 200, 300, 400 e 500 Ω do
aparelho RS302 da BioTek (analisador de bisturis elétricos), carne de boi e de porco, tomates,
sabonetes, folhas de Babosa (Aloes sp.), laranjas, chuchus, batatas, obtendo-se resultados
adequados aos normativamente esperados. Quatro médicos cirurgiões acompanharam alguns
140
testes e emitiram pareceres favoráveis e opiniões práticas (que foram prontamente atendidas,
quando era o caso de não irem de encontro às normas). A Figura 7.1 ilustra os cortes e a
dessecação efetuadas em laboratório. Foi utilizada nesta demonstração carne suína (lombo).
Uma boa qualidade de corte com coagulação foi atingida. Nenhuma carbonização foi
observada, o que implica num bom prognóstico quanto ao seu funcionamento com tecido
vivo.
Figura 7.1.- Incisões num pedaço de carne suína. Nota-se a boa qualidade das incisões e no
detalhe (entre as pontas dos eletrodos) a qualidade da dessecação.
No capítulo 5 foram mostradas as características de resposta da saída de potência, com
suas limitações de regulação e adequações à norma. A potência ajustada no equipamento,
chamada normativamente de potência declarada (aparece nos mostradores do equipamento)
não pode variar mais do que a norma especifica. É neste item que se encontram as maiores
discrepâncias nos equipamentos atualmente vendidos e utilizados pelo sistema de saúde do
Brasil (FALCÃO, 1997). Um ponto muito importante é que o sistema tem que ser capaz de
responder com uma velocidade apropriada. Como as modificações ou flutuações de
resistência podem ser muito rápidas, é esperado que o sistema de regulação seja também
rápido o suficiente para acompanhar estas flutuações. A velocidade de resposta apropriada é,
neste caso, subjetiva, no sentido em que nenhum estudo foi efetuado sobre o tópico. Estimou-
se, então, um tempo menor que 1,0 ms como um tempo apropriado de resposta. Justifica-se
esta estimativa pelo fato de que no pior caso de corrente e tensão máximos
[Pmáx.=(500Vp/√2)x1,5A] não há tempo suficiente (para t<1,0 ms) para gerar uma energia
capaz de danificar seriamente o tecido. O tempo estimado total de resposta é de 200 µs, sendo
141
que aproximadamente 100% deste é devido ao tempo de conversão do ADC utilizado
(ADC0808). Como se mencionou anteriormente, é possível diminuir em muito este tempo, se
necessário, mas isso demanda mais custos e mudança de tecnologia para conversores AD do
tipo Flash.
A corrente amostrada é constantemente digitalizada-processada e uma resposta
automática é estabelecida. Esta resposta aumenta ou diminui a tensão aplicada de acordo com
a modificação da corrente, mantendo o produto entre estes dois parâmetros constante. Como o
equipamento tem saída flutuante, classe BF (NBR IEC 60602-2-2:1998, 1998), alguns
cuidados especiais para amostragem de corrente devem ser levados em consideração. Tanto os
sinais de controle e monitoração quanto a energia a ser aplicada estão desacopladas do
paciente através de transformadores toroidais ou drivers ópticos apropriados.
Baseado no conjunto de resultados obtidos, verifica-se que a saída senoidal, embora
com vantagem de melhorar a qualidade do estudo da ação eletrocirúrgica nos tecidos, tem
problemas tais como o da eficiência do circuito de potência de saída e deriva térmica
destrutiva, que torna o circuito economicamente desvantajoso. A saída chaveada, embora
com seu problema de geração de espectro de ruído de banda larga, é mais apropriada para esta
classe de equipamento, do ponto de vista econômico. Enquanto estes equipamentos forem
isentos das especificações referentes à interferência de alta freqüência (cláusula 36, NBR IEC
60601-2-2:1998), as saídas chaveadas continuarão a ser utilizadas.
Os resultados obtidos validam o sistema de regulação de potência da saída (o erro deve
ser menor que 10% da potência declarada ou 5 W, o que for menor (NBR IEC 60602-2-2,
1998)). Os resultados apresentados no capítulo 3 (item 3.2) validam-no neste aspecto.
O equipamento tem saída isolada pelo transformador, sendo, portanto, do tipo BF
(itens 15 e 16 da norma geral, NBR 60601.1/1994, cláusula 19.3 da norma específica NBR
IEC 60601-2-2:1998). Os circuitos auxiliares de monitoração têm, no máximo (para o tipo
BF) 100 µA (desde que a freqüência não seja inferior a 0,1Hz, deve ainda obedecer às
determinações 19.101 ou 19.102 da norma NBR 60601-2-2/1998 que regem sobre isolação
das partes aplicadas), o que os tornam adequados à norma.
Um problema que deve ser mencionado é o de que ao ligar o equipamento à tomada e
energizá-lo, o mesmo pode fazer os disjuntores ou protetores magnéticos rápidos (aqueles que
têm proteção contra surtos de corrente da ordem de milisegundos) se desarmarem. A
explicação é que o transformador é construído em fita de aço-silício de grão orientado
(TOROIDE, 1996) e uma conseqüência das propriedades magnéticas deste tipo de material é
que o mesmo é capaz de memorizar a polaridade da tensão existente no instante imediato
142
anterior ao desligamento. "Ao ser religado, se a tensão for de mesma polaridade, o núcleo irá
saturar por parte de um semiciclo e um surto de corrente (In rush current) irá percorrer o
primário" (TOROIDE, 1996). Uma solução prática para este problema ainda não foi
implementada. Sugeriu-se (Dr. Voldi, LACTEC) um fusistor para tanto, sugestão esta
pendente de ensaio. Um fusistor é composto de um polímero com coeficiente positivo de
temperatura (PTC) que tem uma resistência muito baixa à temperatura ambiente. Quando uma
corrente ultrapassa uma determinada corrente de disparo, a resistência sobe para valores altos.
7.1.3 MONITORAÇÕES EFETUADAS PELO EQUIPAMENTO
7.1.3.1 MONITORAÇÃO DA TENSÃO DA REDE
Como o equipamento é capaz de aceitar uma faixa grande de tensão de alimentação,
basicamente monitora-se se a tensão cai abaixo de um nível crítico (que prejudique a
capacidade de regulação de tensão por parte da fonte do equipamento), que vale 89 V para o
curcuito (ANEXO A, Fonte do Shark) ou acima de um nível potencialmente danoso aos
componentes da parte elétrica, que vale, no caso, 154 V (os valores são de 140 V e 243 V para
o caso de alimentação a 220 V).
7.1.3.2 TENSÃO DE PICO MÁXIMA APLICADA AO PACIENTE:
O limite de 700Vp parece ser o limite prático, utilizado pelas melhores marcas, para se
evitar excessiva carbonização. Este valor é pré-ajustado no circuito do equipamento, podendo
ser alterado por um engenheiro (potenciômetro interno e não acessível ao operador). Nos
experimentos efetuados, notou-se uma tensão mínima de -200Vp (eletrodo de aplicação em
relação ao de dispersão) para gerar faíscas do eletrodo para o tecido e de 500Vp para a
geração das mesmas no sentido contrário. Portanto, acima de 500Vp, há faiscância em ambos
os sentidos, sendo que os limites que causam carbonização dependem da temperatura da
faísca e do sítio cirúrgico, não tendo sido investigados estes, neste trabalho.
143
7.1.3.3 MÁXIMA CORRENTE APLICADA AO PACIENTE
O equipamento está ajustado para limitar a máxima corrente de saída a 1,5 A, podendo
ser reajustado através de um potenciômetro interno. Não há restrições normativas quanto ao
valor máximo deste parâmetro.
7.1.3.4 DETECÇÃO DA INTEGRIDADE ELÉTRICA DOS CABOS, PLACAS E
CONTATOS.
Basicamente, monitora-se a integridade da condutibilidade do caminho de retorno da
corrente elétrica quando o equipamento está em modo de espera (não há energia no eletrodo
ativo). Os esquemáticos se encontram no ANEXO A, na lâmina “detetores e circuitos de
monitoração, página 147”. Uma corrente auxiliar, que satisfaz os requisitos da cláusula 19.3
da NBR IEC 601-2-2:1998, é usada para medir a impedância do caminho de retorno. Quando
ao equipamento está acoplada uma placa simples, a integridade da condutibilidade das
conexões, cabos e placa é monitorada. Quando se estão usando placas duplas (ver capítulo 2),
pode-se medir, além dos itens anteriormente citados, a integridade do contato entre o paciente
e a placa.
Outro circuito monitora ainda a diferença entre as correntes de retorno e entregue para o
paciente. Quando estas forem diferentes, indicando caminhos alternativos ou parasitas
(acoplamentos reativos ou condutivos), um sistema de alarme desliga a saída e soa uma sirene
para que o médico ou o técnico possa verificar se a corrente está fluindo por um caminho
danoso (que pode causar queimaduras graves no paciente ou no operador). Estes itens estão
previstos também na maioria das unidades eletrocirúrgicas utilizadas no mercado, embora
cada uma utilize tecnologia diferente.
Ainda, qualquer que seja o tipo de saída escolhida, o projeto dos transformadores é
fundamental. É ele, em última análise, que determina os parâmetros de estabilidade e
eficiência da saída.
144
7.2 DISCUSSÃO E CONCLUSÕES
Não existe nenhum teste de conformidade que leve em consideração a faiscância. Por
este motivo é que não é possível se garantir que um equipamento eletrocirúrgico não irá
causar queimaduras DC ou eletroestimulação. Trabalhos neste sentido são necessários para
fortificar uma proposta de inserção destes testes nas normas. A seguir, resume-se as
contribuições inéditas científicas e tecnológicas e outras também importantes, embora não
inéditas, deste trabalho, seguidos de uma discussão sobre trabalhos futuros.
7.1.4 CONTRIBUIÇÕES INÉDITAS DESTE TRABALHO
1) Método inédito de regulação de potência ativa que permite que o equipamento
seja certificado dentro dos mais rigorosos critérios de precisão (cláusula 50.1 da
NBR IEC 60601-2-2:1998).
2) Modelo de transformadores elétricos (delta-estrela) adaptados aos parâmetros de
indutâncias própria e mútua, independente do conceito de transposição de
impedâncias através de um transformador ideal, aplicáveis no projeto de
transformadores de potência em altas freqüências.
3) Um estudo experimental das faíscas envolvidas no processo eletrocirúrgico, bem
como a relação entre as mesmas e as queimaduras DC.
4) Um equipamento eletrocirúrgico inédito (diagrams esquemáticos no ANEXO
A), totalmente desenvolvido no CEFET-PR, com saída (em classe B) senoidal
de potência, com tecnologia barata e sem componentes muito específicos, cuja
arquitetura de processamento discreto impõe uma resposta mais rápida se
comparada aos equipamentos microprocessados atuais, com vários dispositivos
inéditos de monitoramento e controle, potencialmente de acordo com as normas
técnicas brasileiras (NBR IEC 60601-1, IEC 601-2-2 e IEC 601-2-4).
5) Proposição de um modelo inédito (e único) para o espaço faiscante, que emula
com sucesso o corte, dessecação e a energização à vazio.
6) Implementação de um programa em C para estudo de transformadores em altas
freqüências (contribuição tecnológica, ANEXO C)
7) Estudo experimental da permeabilidade magnética efetiva de ferrites e sua
influência no comportamento da resposta em freqüência das impedâncias do
transformador (capítulo 4 e ANEXO D)
145
8) Proposta e demonstração do uso de transformador como sensor capacitivo de
alta sensibilidade e demonstração (contribuição secundária, capítulo 4 e
ANEXO I).
9) Projeto de um circuito inédito detector da corrente em fase com uma
determinada tensão.
10) Estudo da assimetria dos sinais faiscantes devido à geometria e à diferença de
materiais e sua relação com a eletroestimulação e as queimaduras DC (capítulo
6).
As seguintes contribuições, embora importantes, não são inéditas, podendo ser
consideradas simples adaptações para a problemática abordada neste trabalho:
a) Análise espectral de ruídos em baixa freqüência, causados pela faiscância, que
podem causar eletroestimulação muscular.
b) Um método de medição para levantamento de parâmetros elétricos de
transformadores que usa somente equipamentos comuns de laboratórios de
eletrônica.
c) Saída de potência com tecnologia bipolar em classe B. Determinação teórico-
experimental das vantagens e desvantagens entre a geração e aplicação de
energia senoidal (equipamento desenvolvido) e os demais equipamentos (saídas
chaveadas controladas por PWM) atualmente no mercado, no que se refere aos
aspectos elétricos e espectrais.
d) Demonstrou-se os efeitos pelicular (skin) e de proximidade e o de geração da
capacitância parasita em enrolamentos de transformadores, bem como sugeriu-
se algumas técnicas simples de minimizá-los, quando necessário.
e) Estudo da diferença teórica entre os espectros dos vários duty-cycles de
coagulação e blends, i.e., entre sinais chaveados on/off e aqueles com amplitude
modulada, através de sinais modulantes retangulares.
f) Modelos de transformadores T-com-C2 e Gama, adaptados para os parâmetros
de indutâncias própria e mútua.
g) Sistemas eletrônicos inéditos (ANEXO A) para os diversos sistemas de controle
e monitoração do equipamento eletrocirúrgico (não foram usadas reengenharia,
engenharia reversa ou equivalente).
h) Estudo das saídas de potência e comparação entre à senoidal e à chaveada.
146
i) Estudo comparativo entre eficiência de equipamentos baseado no índice de
eficiência energética apresentado no capítulo 5.
j) Levantamento dos comportamentos de resistores, indutores e capacitores em
altas freqüências (ANEXO F).
k) Estudo da utilidade do fator de indutância (A
L
) dos materiais magnéticos,
fornecido pelos fabricantes (ANEXO H)
l) Levantamento de assuntos pendentes de aprofundamento científico relacionados
à eletrocirurgia (ver trabalhos futuros, neste capítulo)
m) Estudo dos problemas elétricos envolvidos na polarização de amplificadores de
potência com transistores bipolares em classe B, com cargas indutivas (Fig 5.9).
n) Estudo do desempenho de transistores bipolares em região ativa quanto à
capacidade de entregar potência em função da freqüência.
o) Estudo de dissipação e dissipadores relacionados com saídas de potência de
equipamentos eletrocirúrgicos.
p) Apresentação do modelo Streamer como o mais apropriado para explicar a
faísca eletrocirúrgica.
7.3 TRABALHOS FUTUROS
Como indicado nos capítulos 1 e 2, muitos detalhes relacionados com a eletrocirurgia
carecem de estudos científicos. Ao longo deste trabalho, muitos objetos de estudo surgiram,
que não foram ainda explorados na literatura científica e que não puderam ter a atenção
necessária. Alguns destes, apesar de muito importantes, tiveram que ser deixados de lado por
não serem essenciais a este trabalho. Apresentam-se a seguir alguns destes objetos, que
mereceriam no futuro próximo estudos aprofundados.
• O tempo de resposta do equipamento, em relação à regulação, deve ser medido
na prática. O tempo estimado de 200 microsegundos não considera a provável
constante de tempo do circuito de potência.
• No modelo delta-estrela apresentado, não se chegou analiticamente às equações
de C1, C2 e C12. Para a implementação de um modelo completo, genérico para
qualquer uso, este equacionamento adicional deveria ser feito.
147
• Um estudo aprofundado de equivalência entre modelos de transformadores (ver
equação 4.32) baseados em indutâncias de magnetização e perdas e em
indutâncias própria e mútua deveria ser feito para que se pudesse aproveitar as
vantagens de ambos.
• A regulação de potência é um fator modulante em si, podendo causar energias
em baixas potências. Um estudo vinculando a regulação às componentes de
baixa freqüência deveria ser efetuado.
• A eficiência energética total do equipamento desenvolvido não foi medida na
prática (somente um valor estimado foi comparado com as eficiências
energéticas levantadas de outros equipamentos comerciais). Um acordo com a
empresa financiadora inicial, no sentido de montar um equipamento com as
últimas modificações implementadas (circuito detector de fase e saída senoidal),
poderia resolver este lapso.
• Um estudo espectrográfico entre vários equipamentos comerciais, com relação à
eficiência, interferência eletromagnética e efeitos fisiológicos carece de ser
efetuado.
• Estudos aprofundados de casamento de impedância entre saída de potência e
transformador e entre este e o paciente, visando a máxima transferência de
potência ativa devem ser realizados.
• O uso do transformador com carga capacitiva (item 4.6.3) funcionando como
sensor de alta sensibilidade deve ser explorado na área de biotelemetria.
• Demonstrou-se no capítulo 4 a dependência dos modelos de transformadores da
permeabilidade magnética efetiva do núcleo. A técnica demonstrada nos anexos
para levantamento da permeabilidade relativa em função da freqüência só
fornece seu módulo. Uma técnica que possibilite o levantamento do mesmo
como entidade complexa (Re+jIm) deve ser implementado.
• Na figura 6.13, tem-se as tensões –200 Vp e 500 Vp para formação de faíscas
em ambos os sentidos. Uma investigação do quanto além dos 500Vpp se pode ir
sem que se provoque carbonização indesejável e o quanto isto influencia na
temperatura da faísca e do sítio cirúrgico deve ser levada a cabo.
• Estudo de faiscância com eletrodos não metálicos.
• Estudo da faiscância com sensores ópticos (capazes de "ver" a faísca). Um
cruzamento de informações entre as características elétricas tensão versus
148
corrente e uma medição sincronizada da luz da faísca (usando sensores ultra-
rápidos) poderia elucidar alguns dos assuntos pendentes da faiscância.
•
As figuras abaixo mostram as características tensão versus corrente da
faiscância quando se usa um eletrodo de cobre (Figura 7.2) e quando se procede
a faiscância entre dois eletrodos de cobre (Figura 7.3). Os comportamento
verticais parecem indicar o surgimento de arcos, às vezes num só dos sentidos
da faísca. Este efeito deve ser investigado com profundidade.
Entre eletrodos esféricos aço-Cu engastado em chuchu
Tensão [V]
-600 -400 -200 0 200 400 600
Corrente [A]
-1.5
-1.0
-0.5
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0
Vaco-aco-chu vs Iaco-aco-chu
Vaco-Cu-chu vs Iaco-Cu-chu
Figura 7.2.- Característica Tensão x Corrente da faiscância sobre chuchu, com a
diferença do eletrodo ativo ser de cobre. A parte vertical parece sugerir o
surgimento de um arco em somente um dos sentidos.
Tensão [V]
-600 -400 -200 0 200 400 600
Corrente [A]
-0,8
-0,6
-0,4
-0,2
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8
Figura 7.3.- Característica Tensão x Corrente para faiscância entre dois eletrodos de
cobre (um engastado em chuchu). Nota-se a parte vertical que parece indicar o
surgimento de um arco ao invés de faísca.
149
8 ANEXOS
150
151
8.1 ANEXO A –
Diagramas esquemáticos do Equipamento Eletrocirúrgico
152
153
154
155
156
157
R1
7
150k
R
9
15
0
k
VAL
D8
VAL
D4
TL084
U1:A
-
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+
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4
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R7
10k
R1
10k
TL084
U1:B
-
6
+
5
7
GNDDIGITAL
VCC
200
R13
Q3
BC548
C
E
B
R14
1k
R15
10k
D7
VAL
GNDDIGITAL
TP1
VCC
10k
R12
10k
R16
C
W
W
C
C
W
10k
R4
C
W
W
C
C
W
10k
R6
GNDDIGITAL
TP2
p/alarme
ledao de Rede
Detetor de Deficiencia de Rede
Teste p/ 12,7V=>5V=>V(2)=1,54V;V(5)=>0,89V
[>140]
[<80]
Amostra(12,7V)
TP4
TP5 TP3
7905
VI
2
G
3
VO
1
C12
0,1u
C11
0,2
u
C10
100
u
D21
100n(tantalo)
C1
3
D20
D16
7805
VI
1
G
3
VO
2
1
0
0
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C6
0
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C7
0
,1u
C8
C9
1
00n
D17
-5V
+5V
Detector de deficiência da rede elétrica e fonte exclusiva do sistema de monitoração.
158
159
GNDDIGITAL
TL084
U4:B
-
6
+
5
7
U4:D
TL084
-
13
+
12
14
A
1
GNDDIGITAL
B
V
CC
V
CC
R33
50
0
R32
10
0
R22
1k
R23
1k
1PL1
2PL1
D12
D13
V
A
L
R29
V
AL
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VAL
R21
VAL
R28
GNDDIGITAL
U5
TIL197
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A
1
K
2
U6
TIL197
4
3
A
1
K
2
GNDDIGITAL
GNDDIGITAL
VCC(MEAN):1
CONN15M
1
1PL:1
CONN15M
1
2PL:1
CONN15M
1
1=1PL,0=NADA
1=2PL,0=NADA
R2
10K
CCW
W
CW
BUZZER
LS1
GNDEARTH
Q1
BC548
C
E
B
R5
1k
GNDEARTH
LM555CHC
U2
VCC
8
RESET
4
TRIG
2
THR
6
CONT
5
DIS
7
GND
1
OUT
3
R3
4K7
1K
R8
C1
100u
GNDEARTH
C2
100n
G
NDEARTH
10K
R11
VCC
D1
1N4148
D2
D3
D5
entradas p/ alm
Monitor da impedância de contato do paciente e circuito de alarme.
160
161
-5V
VCC
R19
10K
TL084
U4:A
-
2
+
3
4
1
1
1
TL084
U3:B
-
6
+
5
7
R18
10K
CCW
W
CW
VCC
VAL
C3
VAL
R24
VAL
D9
1
1
1
VAL
GNDDIGITAL
R35
VAL
GNDDIGITAL
20K
R30
R31
270
R27
270
C5
1n
C4
1n
5
R20
D14
K
A
D15
K
A
D11
D10
R26
1K
R25
1K
B'
B
A
PLACAS
B'
1
1
VCC(MEAN)
GND
RDY
Q2
BD139
470
R10
L1
VAL
VAL
S1
C
1
C
2
GNDEARTH
VCC
PLACA RELE
A
B'
(READY)
(hfe[40..160]
(1,5A)
VCC
200
R39
D19
VAL
10K
R44
TP
6
BC548
Q4
B
E
C
1k
R41
GNDEARTH
GNDDIGITAL
GNDDIGITAL
TIL197
U8
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2
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3
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GNDDIGITAL
C9
VCCVCC
R43
4
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K
R42
2K
7
R36
1
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R37
1
k
U4:C
TL084
+
10
8
-
9
D18
VAL
1
0
K
R40
1K
R38
Ledao 2 (1placa)
CctoLedao
0=OK;1=ALARME S/PL
Circuitos de monitoração de contatos e da continuidade das placas (eletrodo passivo)
162
163
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G
N
D
G
N
D
G
N
D
L
P
D
V
C
C
V
C
C
V
C
C
V
C
C
B
I
P
M
O
N
O
R
E
A
D
Y
B
I
I
I
B
I
I
B
I
C
G
C
T
F
A
M
C
U
T
*
G
N
D
A
1
B
1
C
1
D
1
E
1
F
1
G
1
G
2
F
2
E
2
D
2
C
2
B
2
A
2
G
3
F
3
E
3
D
3
C
3
B
3
A
3
G
1
F
1
E
1
D
1
C
1
B
1
A
1
G
2
F
2
E
2
D
2
C
2
B
2
A
2
G
3
F
3
E
3
D
3
C
3
B
3
A
3
G
1
F
1
E
1
D
1
C
1
B
1
A
1
G
2
F
2
E
2
D
2
C
2
B
2
A
2
G
3
F
3
E
3
D
3
C
3
B
3
A
3
G
3
F
3
E
3
D
3
C
3
B
3
A
3
G
2
F
2
E
2
D
2
C
2
B
2
A
2
A
1
B
1
C
1
D
1
E
1
F
1
G
1
172
173
Circuito Detector de corrente de fase.
-
5
V
G
+
5
V
C
O
N
3
V
A
L
U
3
3
1
2
T
P
1
-
5
V
+
5
V
U
2
:
A
C
L
C
4
1
4
1
-
2
+
3
4
1
1
G
5
n
C
2
G
R
4
5
0
K
C
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N
1
1
2
U
1
:
A
4
0
6
6
B
2
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1
C
1
3
G
+
5
V
+
5
V
R
1
1
K
1
4
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P
N
Q
1
E
C
B
R
3
2
K
2
R
2
1
K
G
B
C
5
4
8
Q
2
E
C
B
G
R
7
1
0
K
3
5
p
C
3
U
2
:
C
C
L
C
4
1
4
-
9
+
1
0
8
U
2
:
B
C
L
C
4
1
4
-
6
+
5
7
G
R
6
1
K
D
1
D
I
O
D
O
R
5
2
K
4
-
5
V
R
1
0
5
K
R
9
4
K
7
R
8
5
K
+
5
V
G
1
0
0
n
C
1
+
5
V
+
5
V
G
G
1
0
0
n
C
4
1
0
0
n
C
5
P
O
N
T
O
D
E
T
E
S
T
E
174
175
176
177
Sechium edule, chuchu. Arte de Cecília Tomasi
178
179
8.2 ANEXO B –
ADC_Flash, Esquemático
180
181
27PC512
U?
Q8
19
Q7
18
Q6
17
Q5
16
Q4
15
Q3
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Q2
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Q1
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A15
1
A14
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A13
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2
A11
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A9
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A8
25
A7
3
A6
4
A5
5
A4
6
A3
7
A2
8
A1
9
A0
10
G/VPP
22
E
20
PROM
8
+
10
-
9
8
+
10
-
9
-
9
+
10
8
Variave l
8
+
10
-
9
8
+
10
-
9
-
9
+
10
8
-
9
+
10
8
Variave l
8
+
10
-
9
-
9
+
10
8
-
9
+
10
8
7
+
5
-
6
7
+
5
-
6
7
+
5
-
6
VCC
-
2
+
3
1
1
4
1
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
-
2
+
3
1
1
4
1
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
-
2
+
3
1
1
4
1
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
-
2
+
3
1
1
4
1
-
6
+
5
7
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
U?
27PC512
E
20
G/VPP
22
A0
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5
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4
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A10
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2
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26
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A15
1
Q1
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Q8
19
PROM
7
+
5
-
6
7
+
5
-
6
7
+
5
-
6
VCC
-
2
+
3
1
1
4
1
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
-
2
+
3
1
1
4
1
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
-
2
+
3
1
1
4
1
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
-
2
+
3
1
1
4
1
-
6
+
5
7
-
9
+
10
8
-
13
+
12
14
U?
27PC512
E
20
G/VPP
22
A0
10
A1
9
A2
8
A3
7
A4
6
A5
5
A6
4
A7
3
A8
25
A9
24
A10
21
A11
23
A12
2
A13
26
A14
27
A15
1
Q1
11
Q2
12
Q3
13
Q4
15
Q5
16
Q6
17
Q7
18
Q8
19
PROM
27PC512
U?
Q8
19
Q7
18
Q6
17
Q5
16
Q4
15
Q3
13
Q2
12
Q1
11
A15
1
A14
27
A13
26
A12
2
A11
23
A10
21
A9
24
A8
25
A7
3
A6
4
A5
5
A4
6
A3
7
A2
8
A1
9
A0
10
G/VPP
22
E
20
PROM
14
+
12
-
13
8
+
10
-
9
7
+
5
-
6
1
4
1
1
+
3
-
2
14
+
12
-
13
8
+
10
-
9
1
4
1
1
+
3
-
2
14
+
12
-
13
8
+
10
-
9
1
4
1
1
+
3
-
2
14
+
12
-
13
8
+
10
-
9
1
4
1
1
+
3
-
2
VCC
-
6
+
5
7
-
6
+
5
7
-
6
+
5
7
Vin_3Vin_2Vin
Conversor FLASH-SCHNEIDER
@
Bertold
o
convbert.s01 01 01
260320001620/BSJ
25/06/2004
182
183
8.3 ANEXO C
Códigos-Fonte em Linguagem C
Programa em linguagem C que fornece o comportamento do transformador em função da
freqüência para um conjunto de parâmetros medidos descritos no capítulo 4. A influência da
alteração de qualquer parâmetro pode ser facilmente visualizada na tela.
Figura 8-1.- Foto Negativa da tela do software for DOS
Circuito sobre o qual se implementou o modelo e o programa em C. O circuito representa o
modelo delta-estrela completo, onde as variáveis A..R representam todas as impedâncias
possíveis do modelo.
A+j.B C+j.D
E+j.F
V1
M+j.N
G+j.H
K+j.L
Q+j.R=ZL
Figura 8-2.-Modelo delta-estrela genérico completo.
184
#include <graphics.h>
#include <stdio.h>
#include <conio.h>
#include <dos.h>
#include <math.h>
#include <process.h>
#define pi 3.14159265
/************* Variáveis GLOBAIS ******************/
float AUX1, AUX2, AUX3, AUX4,RZL;
float a,k,M,r1=1,r2=1,L1=9.26e-3,L2=41.5e-3,L1sc=20.8e-6;
float C1=1e-12,C2=70e-12,C12=1e-12,f=100;
int x1=40,x2=620,y1=240,y2=240;
/*******Função para colocar título na parte não gráfica do programa********/
int titulo()
{
int cor=6;
textcolor(10);
/*
cprintf("\r\n Programa para levantamento do modelo de um tranformador Real");*/
cprintf("\r\n Modelo Delta-estrela (T-indutivo-Pi-capacitivo) \n\r para modelagem de
um Transformador Real");
cprintf("\r\n __ ");
cprintf("\r\n \\__ ");
textcolor(cor);
cprintf("\r\n |__");
textcolor(10);
cprintf("/ ");
textcolor(cor);
cprintf("\r\n | \\");
textcolor(10);
cprintf("__ ");
textcolor(cor);
cprintf("\r\n __/");
textcolor(10);
cprintf(" \\ ");
//cprintf("\r\n / " );
//cprintf("\r\n \\__");
cprintf("\r\n __/ " );
textcolor(10);
cprintf("\r\n " );
cprintf("\r\n TRAFOBSJ v2.23");
cprintf("\r\n by Bertoldo Schneider Jr., M.Sc.,2004");
cprintf("\r\n BIOTA/CPGEI/CEFET-PR,BRASIL");
textcolor(BROWN);
cprintf("\r\n=====================================================================
===========");
return(0);
}
/**********Rotina para transformacao de complexo cartesiano para polar*****/
int carpol(float Re, float Im)
{
float Mod, Ang;
Mod=sqrt(Re*Re+Im*Im);
if (Re!=0)
{
Ang=atan(Im/Re);
if (Re<0) Ang=Ang+pi;
185
}
else
if (Im>0) Ang=0.5*pi;
else
if (Im==0) Ang=0;
else Ang=-0.5*pi;
AUX1=Mod;
AUX2=(Ang*180)/pi;
return(0);
}
/**********Rotina para transformacao de complexo polar para cartesiano*****/
int polcar(float Mod, float Ang)
{
float Re, Im;
Ang=(Ang/180)*pi;
Re=Mod*cos(Ang);
Im=Mod*sin(Ang);
AUX1=Re;
AUX2=Im;
return(0);
}
/*****************Rotina para tracar linhas do grafico*********************/
int gridlines()
{
int xini=20, xfin=620, yini=240, yfin=440;
long int n;
float f,aux;
setcolor (RED);
x2=xfin;
x1=xini;
for (y1=yini;y1<=yfin;y1+=10)
{
y2=y1;
line(x1,y1,x2,y2);
}
setcolor(BLUE);
x2=x1=xini;
y2=yfin;
y1=yini;
for (n=10;n<=10000000;n*=10)
{
setcolor(2);
if ((n<100)&&(n>=10)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e1");
if ((f<1000)&&(f>=100)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e2");
if ((f<10000)&&(f>=1000)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e3");
if ((f<100000)&&(f>=10000)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e4");
if ((f<1000000)&&(f>=100000)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e5");
if ((f<10000000)&&(f>=1000000)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e6");
if ((f<100000000)&&(f>=10000000)) outtextxy(x1-10,yfin+10,"1e7");
setcolor(BLUE);
for (f=n;f<(10*n);f+=n)
{
line(x1,y1,x2,y2);
aux=(log10(f)-1.0)*100.0+20.0;
x2=x1=aux;
}
}
186
y1=yini;
setcolor(GREEN);
for (x1=xini;x1<=xfin;x1+=100)
{
x2=x1;
line(x1,y1,x2,y2);
}
return (0);
}
/*********Rotina para calculo do paralelo entre impedancias****************/
int paralelo(float A, float B, float C, float D)
{
float aux1,aux2,auxD,R,I,ang,M;
char s;
aux1=A+C;
aux2=B+D;
auxD=pow(aux1,2)+pow(aux2,2);
R=(A*A*C+A*C*C+B*B*C+A*D*D)/auxD;
I=(B*C*C+A*A*D+B*B*D+B*D*D)/auxD;
AUX1=R;
AUX2=I;
ang=atan(I/R);
if (R<0) ang=ang+pi;
ang=ang*180/pi;
M=sqrt(R*R+I*I);
AUX3=M;
AUX4=ang;
return(0);
}
/******************************** Entrada de Valores **********************/
int entravalores()
{int z,x=1,y=100,left=380,top=110,right=450,botton=120;
char c='a';
while (c!='s')
{
outtextxy(x,y,"s-skip (default values) ; another key - Enter new values");//y+=10;
scanf("%c",&c); if (c=='s') return(0);
outtextxy(x,y,"oc=open circuit; sc=short circuit.");y+=10;
outtextxy(x,y,"Primary Winding Resistance (open circuit) :");scanf("%f",&r1); y+=10;
outtextxy(x,y,"Primary Self Inductance (open circuit) :");scanf("%f",&L1); y+=10;
outtextxy(x,y,"Secondary Winding Resistance (open circuit) :");scanf("%f",&r2); y+=10;
outtextxy(x,y,"Secondary Self Inductance (open circuit) :");scanf("%f",&L2); y+=10;
outtextxy(x,y,"Primary Self Inductance with secondary shorted:");scanf("%f",&L1sc);y+=10;
outtextxy(x,y,"C1 :");scanf("%f",&C1); y+=10;
outtextxy(x,y,"C2 :");scanf("%f",&C2); y+=10;
outtextxy(x,y,"C12 :");scanf("%f",&C12); y+=10;
outtextxy(x,y,"frequencia de calculo :");scanf("%f",&f); y+=10;
}
for (z=1;z<6;z++)
{
rectangle(left,top,right,botton);
top+=10;
botton+=10;
}
getchar();
187
getchar();
return (0);
}
/***********************estrela para triangulo************************/
int estrelatriangulo(float A,float B, float C, float D, float E, float F)
{
float x1, x2,DEN;
x1=A*C-B*D+A*E-B*F+C*E-D*F;
y1=B*C+A*D+B*E+A*F+D*E+C*F;
DEN=E*E+F*F;
if (DEN==0)
{
printf("erro de denominador nulo, rotina estrelatriangulo");
exit(1);
}
AUX1=(x1*E+y1*F)/DEN;
AUX2=(y1*E-x1*F)/DEN;
return (0);
}
/******************************Curva**************************************/
int curva()
{
float A, B, C, D, E, F, G, H, K, L;
float M, N, Q, R;
float ReB, ReC, ReA, ImA, ImB, ImC;
float ReBB, ReCC, ReAA, ImAA, ImBB, ImCC, ReDD, ImDD;
float ReZin,ImZin,ModZin,AngZin;
float Mu, XL1, XL2, XC1, XC2, XC12, XMu, a;
float OFFSET=360.0;
int x=20,y=0,aux=0,xa=20,xb=20,ya=340,yb=340;
long int n=0;
a=sqrt(L2/L1);
k=sqrt(1-L1sc/L1);
Mu=k*sqrt(L1*L2);
for (n=10;n<=1000000;n*=10)
{
for (f=n;f<(10*n);f+=n/10)
{
XL1=2*pi*f*L1;
XL2=2*pi*f*L2;
if (C1==0)
XC1=-1e15;
else
XC1=-1/(2*pi*f*C1);
if (C2==0)
XC2=-1e15;
else
XC2=-1/(2*pi*f*C2);
if (C12==0)
XC12=-1e15;
else
XC12=-1/(2*pi*f*C12);
XMu=2*pi*f*Mu;
188
//atribuicao de resistencias e reatancias
A=r1; B=XL1-XMu;
C=r2; D=XL2-XMu;
E=0; F=XMu;
G=0; H=XC1;
K=0; L=XC2;
M=0; N=XC12;
Q=RZL; R=0; //-1/(2*pi*f*10e-12);QUANDO TEM CAP EM SERIE COM RL, NAO
HA DIFERENCA COM dRL NA CURVA
//inicializacao de impedancias
//transformacao da estrela indutiva em malha delta (ou pi)
estrelatriangulo(A,B,C,D,E,F);
ReB=AUX1; ImB=AUX2;
estrelatriangulo(C,D,E,F,A,B);
ReC=AUX1; ImC=AUX2;
estrelatriangulo(E,F,A,B,C,D);
ReA=AUX1; ImA=AUX2;
//*** paralelizacao das malhas pi (ou delta)****************************
//AGORA xxx=zb//M+NJ, yyy=zc//K+LJ//Q+RJ E zzz=ZA//G+HJ
paralelo (ReB,ImB,M,N); ReBB=AUX1; ImBB=AUX2;
paralelo (ReC,ImC,K,L); ReCC=AUX1; ImCC=AUX2;
paralelo (ReCC,ImCC,Q,R); ReCC=AUX1; ImCC=AUX2;
paralelo (ReA,ImA,G,H); ReAA=AUX1; ImAA=AUX2;
//DAI FAZ ZBB EM PARALELO COM (YYY+ZZZ) E TEMOS ZIN
ReDD=ReBB+ReCC; ImDD=ImCC+ImBB;
paralelo(ReAA,ImAA,ReDD,ImDD);
ReZin=AUX1; ImZin=AUX2;
// *******************************
carpol(ReZin,ImZin); ModZin=AUX1; AngZin=AUX2;
//************Impressao dos resultados em modo texto
gotoxy(1,1);
printf("\nReZin = %.3e\tImZin = %.3e\tRL= %.3f\nModZin= %.3e\tAngZin=
%3.1f",ReZin,ImZin,RZL,ModZin,AngZin);
printf("\n\nC1 = %.3e\tC2 = %.3e\tC12 = %.3e",C1,C2,C12);
printf("\nXMu = %.3e\tXL1 = %.3e\tXL2 = %.3e\nXC1 = %.3e\tXC2 = %.3e\tXC12 =
%.3e\n\na = %.5f\t\tk = %.5f",XMu,XL1,XL2,XC1,XC2,XC12,a,k);
y=OFFSET-40*log10(ModZin);///1e5;
putpixel(x,y,2);
setcolor(2);
line(xa,ya,x,y);
xa=x; ya=y;
aux=(log10(f)-1.0)*100.0+20.0;
x=aux;
//;delay(1);
}
}
return (0);
}
/**********************************MAIN***********************************/
int main()
{
189
char c,q;
float A,B,C,D,E,F;
int gdriver=9, gmode=2;
clrscr();
titulo();
textcolor(6);
printf("tecle \"enter\" para continuar:");
getchar();
initgraph(&gdriver, &gmode, "c:\\bc\\bgi");
gridlines();
delay(1000);
//entravalores();
//**********************valores fixos
r1=0.3;
L1=9.26e-3;
r2=1.5;
L2=41.5e-3;
L1sc=20.8e-6;
C1=40e-12*10000; //4.0e-7; *1000 para deixar tudo uma decada abaixo em frequ
C2=70e-12*10000; //2.6e-7;
C12=1e-12*10000; //1.0e-9;
RZL=2000;
curva(); //traca curva de referencia
//********termino dos valores fixos,,,,,substituir depois por entravalores
L1=2*L1;
curva();
L1=2*L1;
curva();
L1=2*L1;
curva();
getchar();
closegraph();
return(0);
}
190
Detalhes dos gráficos para variação dos parâmetros. As simulações abaixo permitiram o
desenvolvimento do gráfico da figura 4.15.
Figura 8-3.-Influência da modificação de L11. (plotado para L11;2L11,4L11 e 8L11)
Figura 8-4.-Influência da modificação de L22. (plotado para L22;2L22,4L22 e 8L22)
191
Figura 8-5.-r1 e r2 têm a mesma influência. r1 variando de 0,3 a 0,9 e r2 de 1 a 2,5 ohms. As
figuras são iguais. Aqui se representou somente uma delas.
Figura 8-6.- Com variação de C12 [1..60pF]
Figura 8-7.-Influência de C1. Mudança de C1 de 10 a 100.
192
Figura 8-8.-Mudança de C2 de 10 a 100pF (x10k) de 15 em 15
Figura 8-9.-Mudança de R
L
de 2000, 500, 200, 50, 20, 10 e 4 ohms
193
Programa GERAPROM – Exemplo do programa gerador do código das EPROMs que
permitiu o processamento discreto do equipamento eletrocirúrgico. O programa é um script do
"Sigma Plot"
for x=0 to 253 do
for y=0 to 255 do
h=round((1/(x/255))*(y/255),0)
cell(2;y+1+x*255)=h
end for
end for
for x2=254 to 255 do
for y2=0 to 255 do
h2=round((1/(x2/255))*(y2/255),0)
cell(4;y2+1+(x2-254)*255)=h2
end for
end for
col(1)=data(0;64770;1)
col(3)=data(64771;65535;1)
for x=0 to 255 do
for y=0 to 255 do
h=round((1/(x/255))*(y/255),0)
cell(x+1,y+1)=h
end for
end for
Script em C:
194
195
8.4 ANEXO D
FERRITES
Sejam a magnetização e o campo Magnético , a suscetibilidade magnética, o
grau de magnetização de um material quando submetido a um campo magnético, é
adimensional e vale (SEARS, 1980):
M
r
H
r
H
M
m
r
r
=χ [ ]
(D.1)
A suscetibilidade do vácuo é zero (no vácuo não há nada a ser magnetizado). Os
materiais que têm suscetibilidade magnética positiva são conhecidos por materiais
paramagnéticos e, nestes, seu valor é dependente da temperatura em que este material se
encontra. Esta relação está resumida na Lei de Curie (SEARS, 1980):
]K[T
C
m
=χ , [ ]
(D.2)
onde C é a constante de Curie para o material.
São exemplos deste tipo de material o alumínio (Al) e o oxigênio gasoso (O
2
).
Materiais com suscetibilidade menor que zero são conhecidos por materiais
diamagnéticos e nestes o valor é independente da temperatura. Como exemplo, tem-se o cobre
(Cu), bismuto (Bi), prata (Ag) e chumbo (Pb).
A indução magnética , em função da suscetibilidade é: B
r
(
)
(
H.1.oMH.oB
m
rrrr
χ+µ=+µ=
)
, [Wb/m
2
]
(D.3)
onde µo=4.π.10
-7
H/m e é o coeficiente magnético, também conhecido como
permeabilidade relativa (µ
()
mm
k1 =χ+
r
). No vácuo, km=µ
r
=1.
Nos materiais ferromagnéticos (aqueles que têm ferro, níquel, cobalto ou gadolínio em
suas composições, na temperatura ambiente [Sears, 1980, p593]), a indução magnética B não
é linear em função de , isto é, µ não é constante. Isto significa que não se pode expressar de
maneira simples e analítica o coeficiente magnético, usando-se normalmente curvas de
magnetização dos materiais. O µ depende ainda da história magnética passada do material
(histerese). São exemplos de valores de permeabilidade relativa para materiais diamagnéticos
a prata e o cobre (Ag=0.99998, Cu=0.999991) (SEARS, 1980), paramagnéticos o ar
atmosférico e o alumínio (ar=1.0000004; Al=1.00000065) e ferromagnéticos o cobalto e o
ferro (Co=60 e Fe=4000) (HAYT, 1983).
r
H
r
196
O ferrite é produto da composição físico-química de óxido de ferro (Fe
2
O
3
) com
outros óxidos metálicos (NiO, MnO
2
, ZnO, BaO e outros) que são misturados em proporções
adequadas, calcinados, moídos, moldados nas formas desejadas e sinterizados (SONTAG,
1985). Os ferrites, assim como os núcleos de pó de ferro, têm muitas variações. Suas
diferenças estão principalmente nas freqüências de operação, temperaturas de operação,
estabilidade do fator de qualidade e da permeabilidade magnética em função do tempo, da
temperatura e da intensidade do campo aplicado.
Para um núcleo de ferrite, tem-se uma permeabilidade efetiva, µ
e
, considerando o
entreferro, de:
()
1.ll
l.
rgape
er
e
−µ+
µ
=µ , [H/m]
(D.4)
onde l
e
é o comprimento efetivo do caminho magnético e l
gap
o comprimento do entreferro. A
Figura 8-10 mostra a forma normalizada da permeabilidade efetiva em função do
comprimento relativo do entreferro em relação ao caminho efetivo magnético.
Permeabilidade efetiva x entreferro
Porcentagem de entreferro sobre o comprimento efetivo do caminho magnético
0.001 0.01 0.1 1 10 100
Porcentagem da permeabilidade relativa
0
20
40
60
80
100
Figura 8-10.- Permeabilidade efetiva do núcleo de ferrite em função da percentagem de
entreferro do caminho magnético.
Ainda, sobre materiais magnéticos, um dado de fabricante bastante utilizado é o fator
de indutância A
L
. No anexo H, comentários sobre os limites de sua utilidade são feitos.
197
A Permeabilidade Magnética Relativa Efetiva (
µ
r
efetivo)
A Figura 8-11 mostra o levantamento do comportamento do núcleo Potcore IP6 900
Thornton, em relação à freqüência. A equação da curva resultante foi utilizada para
compensar o comportamento de transformadores em altas freqüências no capítulo 4.
Basicamente a medição foi efetuada levantando-se a impedância de um indutor com e sem o
núcleo magnético em função da freqüência de excitação e manipulando estes valores.
freq [Hz]
1e+4 1e+5 1e+6 1e+7 1e+8
µ
r
-20
0
20
40
60
80
100
Figura 8-11.- Permeabilidade relativa efetiva medida de um núcleo IP6 900 da THORNTON.
A regressão sigmóide efetuada para os pontos da Figura 8-11 está resumida na equação
abaixo. Em altas freqüências o valor tende para 1, i.e., o núcleo se comporta como o ar.
[ ]
(D.4)
28.0
1142821.65
304190.35-f
r
e1
93.88
1.11
+
+=µ
198
199
8.5 ANEXO E
DEDUÇÕES
1-Equação para medição prática do fator de acoplamento
2-Equação do fator de acoplamento clássica
3-Duty Cycle efetivo de um sistema PWM
1
- Dedução da equação de determinação do fator de acoplamento k em função das
indutâncias medíveis L11 e L11
sc
do transformador.
Partindo do modelo clássico T para transformadores (Figura 8-12), visto na figura
abaixo, pode-se chegar a seguinte equação da impedância de entrada:
r1 L11-M L22-M r2
M
Z
i
.
RL
Figura 8-12.- Modelo T clássico para transformadores.
()
()
()
++
−+
++
+
+=
X
XX
X
X
X
2
22L
2
L
22L
2
M
11L
2
22L
2
L
L
2
M
R2r
.
.j
R2r
R2r.
1rinZ
&
[Ω]
(E.1)
A reatância do primário com o secundário à vazio, (RL=∞), é X
L11
e a mesma reatância
quando o secundário está em curto vale:
X
XX
X
2
22L
2
22L
2
M
11L
sc11
2r
.
XL
+
−=
[Ω]
(E.2)
Subtraindo-se (E.2) da (E.1), tem-se:
2
22
22
2
2211
23
2
22
22
22
23
2
22L
2
22L
2
M
sc
L.2r
L.L.k.
L.2r
L.M.
2r
.
11XL11XL
X
XX
ω+
ω
=
ω+
ω
=
+
=−
[Ω]
(E.3)
Isolando o k, tem-se:
200
()
11
sc
1111
2
2211
2
2
2
sc
1111
L
LL
L.L.
r.LL
k
−
+
ω
−
= [ ]
(E.4)
Para freqüências superiores a 50Hz, w
2
.L
22
2
>>r
2
, portanto:
11
sc
11
11
sc
1111
L
L
1
L
LL
k −=
−
≅
[ ]
(E.5)
Através desta equação, pode-se determinar o valor prático de k, bastando que se meça as
indutâncias primárias para o transformador à vazio e em curto. O método é bastante preciso
para valores altos de k (acima de 0,5) e para freqüências superiores a 50 Hz. A relação entre o
c comportamento complexo (real e imaginário) da permeabilidade magnética do núcleo (µ) e
o acoplamento não foi investigada. Sugere-se que a mesma tenha influência determinante a
partir de freqüências próximas às da primeira ressonância.
2
- Dedução do k tradicionalmente encontrado na literatura:
A Figura 8-13, mostra o transformador ideal (perdas desprezíveis).
V1 V2
I1 I2
L11 L22
fig E.2
Figura 8-13.- Transformador ideal.
Para este transformador, pode-se descrever o circuito através de equações matriciais
no domínio do tempo, tendo-se
2
1
2
1
2221
1211
V
V
I
I
dt
d
.
LL
LL
=
[V]
(E.6)
Resolvendo-se o determinante, obtém-se:
[H] (E.7)
−=−=∆
2211
2112
221121122211L
L.L
L.L
1.L.LL.LL.L
Para L
12
=L
21
, tem-se:
201
[ ] (E.8)
O segundo termo do elemento em parêntesis é definido como o coeficiente de
acoplam
[ ] (E.9)
- Dedução (cap5) do máximo duty cicle
Das equações 5.3 e 5.4, sabendo-se que os valores máximo e mínimo para uma função
[s] (E.10)
[s] (E.11)
s da equação (E.10), che à con
[s] (E.12)
Assim, modulação de um pulso de z até 50
−=∆
2211
2211L
L.L
1.L.L
2
12
L
ento magnético do primário para o secundário, k12, ou simplesmente k se a assunção
da simetria L
12
=L
21
=M (indutância mútua) for feita. Deste modo, tem-se:
()
2
2
MM
3
cosseno são 1 e –1, e que para um índice máximo de modulação (m=1) o duty-cicle deve ficar
entre 0,0% e 50,0% (pois a modulação de 51%, e.g., seria igual à de 49%, após a passagem
por um transformador, para fins de entrega de potência), tem-se que:
T
)1.(Em.
0
=+β+τ
e
gar clusão Resolvendo a equação (E.11), pode-se, atravé
de que o valor base da largura do pulso deve ser:
T
0
0
=τ
2211
2211
2211
2211
L.L
kk1.L.L
L.L
1.L.L
=⇒−=
−
2
0
.0)1.(Em.
0
=−β+τ
ero % do transfere-se energia através da
4
período. A modulação de 50% a 100% seria simétrica (em energia) à de 0-50%.
202
203
8.6 ANEXO F
COMPORTAMENTO DE COMPONENTES PASSIVOS EM ALTAS FREQÜÊNCIAS
A Figura 8-14 [DUMMER, 1959; KAUFMAN e SEIDMAN, 1982] ilustra um modelo
mais aproximado para um resistor em altas freqüências (acima de dezenas de kHz). Não está
considerado o efeito pelicular neste modelo.
C
RL
Figura 8-14. Modelo clássico de um resistor e de um indutor em altas freqüências.
Os resistores normalmente utilizados no Brasil têm a indutância dominante para aqueles
de baixa resistência (o efeito indutivo é bem conhecido em resistências de alta potência) e
capacitância intrínseca dominante para os valores de alta resistência. A Figura
8-15 ilustra o
comportamento dos resistores com a freqüência.
O resultado aponta para a limitação do uso de determinados valores resistivos em
função das diversas faixas de freqüências [Dummer, 1959; Pertence, 1989]. Conforme o
levantamento efetuado e resumido na Figura 8-15, em 100MHz pode-se usar a faixa de 300 a
400 ohms para garantir resistores “resistivos”; para 10MHz, de 30 a 4000 ohms; para
freqüências até 1MHz, de 3 a 40 kohms e para até 100kHz, de 0.3 a 400kohms. O tamanho ou
fabricante parece não influenciar no resultado. Após os 100MHz, os resultados tendem para o
efeito capacitivo (paralelo entre o capacitância e indutância). No caso do presente trabalho,
cuja freqüência de operação está próxima dos 400 kHz, somente resistores de grande
resistência apresentam problemas reativos. O mesmo não aconteceu com indutores e
capacitores usados neste projeto. Acima de 100kHz, vários cuidados devem ser tomados
quanto ao seu uso.
A Figura 8-16 demonstra o comportamento indutivo dos capacitores em altas
freqüências. A figura demonstra o módulo da reatância capacitiva em função da freqüência. O
gráfico começa em 400 kHz. As curvas descendentes em relação ao aumento da freqüência
denotam comportamento capacitivo e as ascendentes, indutivo. O melhor capacitor, em
relação à freqüência, é o capacitor tipo “plate” com comportamento capacitivo além dos 30
MHz. Embora seja um capacitor adequado para altas freqüências, suas desvantagens da baixa
capacitância e baixa tensão de isolamento o torna inadequado para utilização em aplicações
204
de altas freqüências e alta potência. Os capacitores eletrolíticos são os piores e sua aplicação
deve ficar restrita às baixas freqüências, embora o experimento descrito no capítulo 4
comprove ser possível construí-los de modo a satisfazerem tais requisitos de freqüência,
tensão e capacitância. Capacitores à óleo demonstraram ser úteis para este tipo de aplicação.
Seus valores de tensão de isolamento e capacitância relativamente altos o tornam apropriado,
mesmo tendo capacitâncias que vão normalmente até poucas centenas de microfarads.
Resistência x frequência
X Data
1e-1 1e+0 1e+1 1e+2 1e+3 1e+4 1e+5 1e+6
Mod
1e+1
1e+2
1e+3
1e+4
1e+5
f [kHz]
1e-1 1e+0 1e+1 1e+2 1e+3 1e+4 1e+5 1e+6
Fase
-90
-60
-30
0
30
60
90
Figura 8-15.- Comportamentos dos resistores normalmente utilizados no Brasil em altas
freqüências. Os valores dos resistores medidos foram, de cima para baixo no gráfico de
módulo e de baixo para cima no gráfico de fase, 33k3Ω, 10kΩ, 2k2Ω, 388Ω, 50Ω e 32,9Ω.
O comportamento capacitivo dos indutores pode ser visto nas figuras que demonstram a
impedância dos enrolamentos de um transformador (figuras do capítulo (eram 11 e 15) 4, por
exemplo). Esta capacitância aparece entre as voltas do condutor, entre os terminais de entrada
205
e entre qualquer ponto do condutor e a terra. Normalmente é referida como capacitância
distribuída (Cd) ou intrínseca (KAUFMAN e SEIDMAN, 1982).
Esta capacitância (Cd) mascara o verdadeiro valor dos indutância (L), resistência (R) e
fator de qualidade (Q), em valores aparentes, La, Ra e Qa, respectivamente conforme as
equações:
+=
C
Cd
1.LLa
[H] (F.1)
2
C
Cd
1.RRa
+=
[Ω]
(F.2)
C
Cd
1
Q
Qa
+
=
[ ] (F.3)
onde C é o valor da capacitância externa necessária para sintonizar L numa freqüência de
ressonância desejada (KAUFMAN e SEIDMAN, 1982).
Mod Cap x f
f [kHz]
1000 10000
Mod Cap
1e-1
1e+0
1e+1
1e+2
1e+3
1e+4
1e+5
683K100V
TMACF
562 disco
SAMWHA
plate 34p2F
Eletrolítico 470uF 200V SiemensBR
Tântalo AZ 2pts VM
Figura 8-16.- Módulo das Reatâncias capacitivas versus freqüência para diversos tipos de
capacitores. (caps_x_f_fig_tese.jnb)
A Figura 8-17 mostra o modelo do capacitor em altas freqüências. Adaptado de
KAUFMAN e SEIDMAN (1982).
206
C
Rp
L
Figura 8-17.-Modelo do capacitor para altas freqüências.
O experimento seguinte foi efetuado com capacitores de poliéster de um mesmo
fabricante, comum no Brasil. Os valores de capacitância e tensão de isolamento estão
arrolados na legenda da Figura 8-18.
Capacitores de poliester de mesmo fabricante
Frequência [Hz]
1x10
3
10x10
3
100x10
3
1x10
6
10x10
6
100x10
6
Modulo da Impedância [ohms]
0.1
1
10
100
1000
10000
f1 vs M 680nF,250V
f2 vs M 330nF,250V
f3 vs M 470nF,100V
f4 vs M 220nF,100V
f5 vs M 100nF,100V
f6 vs M 100nF,63V
f7 vs M 47nF,63V
Fase
Frequ6encia [Hz]
1x10
3
10x10
3
100x10
3
1x10
6
10x10
6
100x10
6
Fase [graus]
-90
-60
-30
0
30
60
90
f1 vs F 680nF,250V
f2 vs F 330nF,250V
f3 vs F 470nF,100V
f4 vs F 220nF,100V
f5 vs F 100nF,100V
f6 vs F 100nF,63V
f7 vs F 47nF,63V
Figura 8-18.- Capacitores de um mesmo fabricante e suas respostas em freqüência.
207
Pode-se perceber que antes de 400kHz, o comportamento dos capacitores é
"capacitivo", o que pode ser visto pelas retas paralelas de 1 a 400 kHz. A região próxima a 1
MHz é a região de "ressonância" dos capacitores. Após esta região, nenhum comportamento
capacitivo é notado e o comportamento indutivo é o mesmo para todos os capacitores,
decorrente da tecnologia de fabricação. Todo modelo capacitivo deve prever (no mínimo) um
indutor em série com o modelo proposto por DUMMER (1959).
Os capacitores manufaturados (referenciados no capítulo 4) para verificação da
dependência entre a tecnologia de construção e o comportamento "indutivo" em altas
freqüências estão mostrados na Figura 8-19. Bons resultados até 1 MHz.
Figura 8-19.- Capacitores manufaturados com materiais de cozinha.
O transformador de isolamento, devido as suas características, isola somente em
baixas freqüências. Para torná-lo efetivo também em altas freqüências, é necessário a inserção
de altas impendâncias compensadoras. A Figura 8-20 mostra o transformador 1:1 com os
choques de RF para melhorar o isolamento em altas freqüências.
208
Figura 8-20.- Choques de isolamento para o transformador flutuante do Osciloscópio.
209
8.7 ANEXO G
SCRIPT PARA FFT EM MATLAB
Script do MatLab R12(v6) para determinação da FFT dos sinais faiscantes.
Preparação dos sinais:
Utilizou-se um número inteiro de períodos dos sinais amostrados e o número de
amostras o mais próximo possível de 2
n
, para evitar as raias "irreais" que aparecem aos lados
das raias verdadeiras. Por esse motivo, os sinais aparentam ser "muito limpos", mas só porque
se tomou providências para tanto. Os sinais amostrados foram capturados do osciloscópio
TS220 através da serial RS232 e do programa de demonstração do fabricante TEKTRONIX
(WaveStar). O arquivo foi processado nos programas EXCELL, WORDPAD, MATLAB e
SIGMA PLOT.
O script usado para o processamento no MATLAB é transcrito a seguir:
close all;
fid = fopen('chuchu4_v9T.txt','r');
vchuchu = fscanf(fid,'%e');
figure; plot(vchuchu);
Mod_fft_v = abs(fft(vchuchu));
Normlz_Mod_fft_v = Mod_fft_v/abs(max(Mod_fft_v));
[linhasv colunasv] = size(Normlz_Mod_fft_v);
Norm_Mod_fft_v = Normlz_Mod_fft_v(1:linhasv/2);
figure; stem(((Norm_Mod_fft_v)));
fclose(fid);
%ou plot % "stem" eh igual ao plot(), soh que com raias
%para normalizar, divide-se por abs(max(Re_fft_v))
fid = fopen('chuchu4_i9T.txt','r');
ichuchu = fscanf(fid,'%e');
figure; plot(ichuchu);
Mod_fft_i = abs(fft(ichuchu));
Normlz_Mod_fft_i = Mod_fft_i/abs(max(Mod_fft_i));
[linhasi colunasi] = size(Normlz_Mod_fft_i);
Norm_Mod_fft_i = Normlz_Mod_fft_i(1:linhasi/2);
figure; stem(((Norm_Mod_fft_i)));
fclose (fid);
%*******************************************************************
%As fase, real e imaginario NAO estao normalizados
Ang_fft_v = angle(fft(vchuchu)); %phase(fft_input1)tem que ver qual a diferenca.
%Normlz_Ang_fft_v = Ang_fft_v/abs(max(Ang_fft_v));
[linhasangv colunasangv] = size(Ang_fft_v);
Norm_Ang_fft_v = Ang_fft_v(1:linhasangv/2);
%figure; stem(Norm_Ang_fft_v);
Re_fft_v = real(fft(vchuchu));
[linhasRev colunasRev] = size(Re_fft_v);
Norm_Re_fft_v = Re_fft_v(1:linhasRev/2);
210
%figure; stem(Norm_Re_fft_v);
Im_fft_v = imag(fft(vchuchu));
[linhasImv colunasImv] = size(Im_fft_v);
Norm_Im_fft_v = Im_fft_v(1:linhasImv/2);
%figure; stem(Norm_Im_fft_v);
Ang_fft_i = angle(fft(ichuchu));
[linhasangi colunasangi] = size(Ang_fft_i);
Norm_Ang_fft_i = Ang_fft_i(1:linhasangi/2);
%figure; stem(Norm_Ang_fft_i);
Re_fft_i = real(fft(ichuchu));
[linhasRei colunasRei] = size(Re_fft_i);
Norm_Re_fft_i = Re_fft_i(1:linhasRei/2);
%figure; stem(Norm_Re_fft_i);
Im_fft_i = imag(fft(ichuchu));
[linhasImi colunasImi] = size(Im_fft_i);
Norm_Im_fft_i = Im_fft_i(1:linhasImi/2);
%figure; stem(Norm_Im_fft_i); %*******************************************************************
out_matrix_v = [Norm_Mod_fft_v; Norm_Ang_fft_v; Norm_Re_fft_v; Norm_Im_fft_v];
fid = fopen('outputv.txt','w');
fprintf(fid,'%e,%e,%e,%e\n',out_matrix_v);
fclose(fid);
out_matrix_i = [Norm_Mod_fft_i; Norm_Ang_fft_i; Norm_Re_fft_i; Norm_Im_fft_i];
fid = fopen('outputi.txt','w');
fprintf(fid,'%e,%e,%e,%e\n',out_matrix_i);
fclose(fid);
%out_matrix_vi = [Norm_Mod_fft_v; Norm_Mod_fft_i];
%fid = fopen('outputvi.txt','w');
%fprintf(fid,'%e,%e\n',out_matrix_vi);
%fclose(fid); %*******************************************************************
power_vi=vchuchu.*ichuchu;
pchuchu=power_vi;
figure; plot(power_vi);
Mod_power=abs(fft(power_vi));
Normlz_Mod_fft_p = Mod_power/abs(max(Mod_power));
[linhasp colunasp] = size(Normlz_Mod_fft_i);
Norm_Mod_fft_p = Normlz_Mod_fft_p(1:linhasp/2);
figure; stem(((Norm_Mod_fft_p))) %ou stem
Ang_fft_p = angle(fft(pchuchu));
[linhasangp colunasangp] = size(Ang_fft_p);
Norm_Ang_fft_p = Ang_fft_p(1:linhasangp/2);
%figure; stem(Norm_Ang_fft_i);
Re_fft_p = real(fft(pchuchu));
[linhasRep colunasRep] = size(Re_fft_p);
Norm_Re_fft_p = Re_fft_p(1:linhasRep/2);
%figure; stem(Norm_Re_fft_i);
Im_fft_p = imag(fft(pchuchu));
[linhasImp colunasImp] = size(Im_fft_p);
Norm_Im_fft_p = Im_fft_p(1:linhasImp/2);
%figure; stem(Norm_Im_fft_i); %*******************************************************************
out_matrix_vip = [vchuchu'; ichuchu'; pchuchu'];
fid = fopen('outputs.txt','w');
fprintf(fid,'%e,%e,%e\n',out_matrix_vip);
fclose(fid);
out_matrix_total = [Norm_Mod_fft_v'; Norm_Ang_fft_v'; Norm_Re_fft_v'; Norm_Im_fft_v';
Norm_Mod_fft_i'; Norm_Ang_fft_i'; Norm_Re_fft_i'; Norm_Im_fft_i'; Norm_Mod_fft_p';
Norm_Ang_fft_p'; Norm_Re_fft_p'; Norm_Im_fft_p'];
fid = fopen('outfftt.txt','w');
fprintf(fid,'%e,%e,%e,%e,%e,%e,%e,%e,%e,%e,%e,%e\n',out_matrix_total);
fclose(fid);
211
8.8 ANEXO H
O PROBLEMA DO FATOR DE INDUTÂNCIA (A
L
)
Fator de Indutância A
L
.
A maioria dos fabricantes usa como um dos elementos especificadores de seus núcleos
magnéticos um índice multiplicativo chamado “fator de indutância”, geralmente representado
por A
L
. Afirma-se nas folhas de especificações técnicas dos ferrites que a proporcionalidade a
N
2
(N é o número de espiras) de qualquer indutância L, quando executada sobre o material em
questão, seria multiplicada pelo fator de indutância, ou seja L=N
2
.A
L
. Acontece que a
geometria da bobina é desconsiderada e as discrepâncias são tão grandes (às vezes mais de
100%) que tornam este fator inútil para efeitos de engenharia. De fato, o fator de indutância
só é adequado para enrolamentos igualmente distribuídos pelo caminho magnético, sendo,
portanto, totalmente dependentes da geometria dos enrolamentos. Um experimento simples
comprova o fato:
Utilizando-se um núcleo toroidal amarelo (cores são códigos típicos de núcleos de pó
de ferro, Iron Powder Cores), de fabricante desconhecido (provavelmente de material MIX26,
da MICROMETALS (2003), com r-75, para freqüências abaixo de 1 MHz), com 10 espiras
(r=0,037 Ω e L=10,8 µH), com L
ar
= 1,0 nH) obteve-se A
L
=107 para enrolamento direto sobre
30% do caminho magnético. Quando voltou-se 5 espiras sobre as cinco anteriores, mantendo
a porcentagem do caminho magnético, obteve-se A
L
=115, mais de 7% de erro. Outro
experimento com duas bobinas de mesmo número de espiras, num mesmo ferrite (Thornton),
mantendo o outro enrolamento em aberto (para minimizar interferências) e medindo em
baixas freqüências (1 kHz), obteve-se diferenças iguais a 270,7 e 173,4), aproximadamente
36% de erro.
212
213
8.9 ANEXO I
O TRANSFORMADOR COMO SENSOR CAPACITIVO.
Um transformador 1:1 (10 mH, 10 mH, k
medido
=0,9988) tendo como carga somente um
capacitor, apresenta uma resposta de reatância referida ao primário, em função da carga
capacitiva, conforme ilustrado na Figura 8-21.
Para os parâmetros mostrados na Figura 4.7 (onde C2 é agora a carga), obtém-se a
seguinte função apresentada na equação (I.1):
[Ω]
(I.1)
()
() ()
++
−+
++
+
+=
2
22
2
L2
22
2
1
2
22
2
L2
L2
2
XLRr
XL.XM
XL.j
XLRr
Rr.XM
1riZ
&
Os segundos termos das partes real e imaginária são, respectivamente, a resistência e a
reatância refletidas ao primário. A parte reativa do secundário é refletida ao primário com o
sinal invertido, e dividida por um fator (com R
L
=0) de a
2
/k, que é igual a L
22
/(k.L
11)
. Os testes
foram feitos com vários valores de k, sendo o menor deles 0,84. O gráfico da Figura 8-21
monstra este efeito de reflexão da reatância ao primário.
Livro3 Tese-p45
Capacitância de carga [F]
0.0 2.0e-6 4.0e-6 6.0e-6 8.0e-6 1.0e-5 1.2e-5 1.4e-5
"Reatância" vista do primário
-0.3
-0.2
-0.1
0.0
0.1
0.2
[H]
[Ω]
Figura 8-21.- Reatância referida ao primário em ohms, em função da freqüência. A curva
cheia representa a previsão do modelo T e os pontos os valores medidos através do método
apresentado para um transformador 1:1 (10 mH, 10 mH, k
medido
=0,9988).
Este efeito, embora útil em sensoriamento reativo (a reatância se altera em função de
um parâmetro a ser medido), é minimizado pela presença de uma carga ôhmica na saída (que
se torna predominante). O efeito depende ainda do valor do capacitor em relação aos valores
214
de impedância do transformador e da carga, conforme exemplifica a Figura 8-22, onde uma
alteração da ordem de 10 vezes no valor da capacitância torna o efeito imperceptível.
Uma boa escolha de valores pode gerar um sensor onde o transformador funciona
como u
te é o reflexo
resistiv
m “amplificador de sensibilidade”, aumentando o valor da variação de uma reatância
no secundário em função de um parâmetro qualquer (temperatura, pressão, umidade, radiação
etc). Este efeito é discutido em trabalhos futuros, na capítulo 7 deste trabalho.
Alternativamente, este efeito pode ser negativo quando o importan
o da carga, como é o caso do presente trabalho. Na Figura 8-22, a capacitância de 10,0
µF (esquerda) não altera o comportamento do sistema, mas nos gráficos da direita da figura,
onde se usou um capacitor de 1,0 µF, para baixos valores da resistência (menores que 300 Ω)
os resultados mostram grandes diferenças. Este experimento, embora tenha sido efetuado a 1
kHz, mostra a importância do valor relativo da capacitância de saída em relação aos outros
parâmetros do circuito.
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000 2500
Re [ohms]
0
10
20
30
40
50
RL
0 500 1000 1500 2000 2500
Im [ohms]
-40
-20
0
20
40
60
80
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000 2500
Mod [ohms]
0
10
20
30
40
50
60
70
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000 2500
Ang [graus]
0
20
40
60
80
RL [ohms]
050100150
Im
-20
0
20
40
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000 2500
Re [ohms]
0
5
10
15
20
25
30
35
RL
0 500 1000 1500 2000 2500
Im [ohms]
0
20
40
60
80
100
120
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000 2500
Mod [ohms]
0
20
40
60
80
100
120
RL [ohms]
0 500 1000 1500 2000 2500
Ang [graus]
0
20
40
60
80
RL [ohms]
050100150
Im
0
20
40
60
80
100
120
Figura 8-22.- Os dois conjuntos de figuras os valores real, imaginário, módulo e
L
representam
fase das impedâncias complexas de entrada do transformador. O conjunto da esquerda foi
plotado com um capacitor de carga de 10µF, enquanto no da direita foi utilizado um capacitor
de 1 µF. Valores ordinários foram utilizados (r1=r2=1 Ω, L1=L2=10 mH, f=1 kHz, k=0,9988
e R variando de 0 a 2 kΩ.
215
8.10 GLOSSÁRIO
A
BLAÇÃO
: remoção de uma parte do corpo, seja por excisão ou por amputação.
A
COPLAMENTO
C
APACITIVO
: Condição que ocorre quando sinais elétricos são transferidos de
uma região elétrica (condutiva ou semicondutiva, geralmente) para outra, sem caminhos
condutivos, tornando estas duas regiões as duas placas de um capacitor “de acoplamento”
sendo o ar (geralmente) o dielétrico de isolação intacta. Em eletro-cirurgia, ocorre
freqüentemente a transferência de energia entre o eletrodo ativo e suas partes e o operador,
paciente e circundantes, causando queimaduras. O perigo aumenta com o aumento da
freqüência de operação do equipamento.
ADC: (Analogic to Digital Converter) Conversor analógico-digital. Conversor que transforma
um sinal analógico em um sinal digital.
A
DERÊNCIA
: A aderência indica o grau de ajuste de uma curva a um conjunto de pontos (ex.
três pontos separados na horizontal num plano x-y, atravessados por uma reta tem aderência
máxima, 1,0, e correlação mínima, 0,0).
A
DERÊNCIA
: Índice estatístico que determina a qualidade de ajustamento de uma curva a um
conjunto de pontos medidos. Das curvas que se ajustam aos pontos, a de melhor aderência é
aquela que apresenta o menor valor da soma dos quadrados dos desvios [Spiegel, 1971]. Para
saber mais, veja curva dos mínimos quadrados.
A
NODO
: Eletrodo que recebe os ânions, geralmente elétrons.
A
RCO ELÉTRICO
: É a condução elétrica contínua em gases entre dois condutores separados. O
arco tem alta corrente e baixa diferença de potencial (ddp). [JONES, 1988].
A
RGÔNIO
,
COAGULADOR DE
A
RGÔNIO
. Argônio é mais pesado que o ar, inerte e facilmente
ionizável. Um feixe fino de gás Ar ionizado substitui a ponta metálica do eletrodo ativo,
permitindo que faíscas possam ser geradas entre ele e o tecido com características
qualitativamente diferentes e, em alguns aspectos, melhores, do que nos bisturis com pontas
metálicas. O gás dispersa o sangue permitindo melhor visualização e também desloca o
oxigênio do sitio cirúrgico, minimizando a fumaça produzida.
http://www.valleylabeducation.org/esself/Pages/esself19.html.
B
LEND
: Forma de onda que combina características de formas de onda exclusive para o corte
e para a coagulação, fornecendo assim, vários graus de corte com hemóstase.
216
CA, Corrente alternada. Diz-se dos c létricos quando as freqüências não
ão nulas.
C
ANETA
: (Instrumentação cirúrgica) Conjunto isolado e rígido ao qual se acopla o eletrodo
C
IRCUITO
L
INEAR
: Circuito que apresenta uma relação V-I linear (um diodo é um componente
C
OAGULAÇÃO
: Termo que engloba a fulguração e a dessecação e é comumente utilizado para
indicar a hemóstase.
C
ÓLON
: Porção média do intestino grosso.
es.
rentes que fluem por caminhos
indesejados ou indeterminados, normalmente em direção à terra. Em eletro-cirurgia, é a
corrente que escapa por acoplamentos reativos parasitas, podendo queimaduras em pacientes
ou operadores ou danificar outros equipamentos.
C
ORTE
: acontece quando o calor de uma faísca entre eletrodo ativo e tecido, juntamente com o
calor gerado por efeito Joule no ponto onde a faísca entra em contato com o tecido, explode
as células deixando uma cavidade no tecido. A verdadeira eletroincisão (eletrocorte) envolve
somente o faiscar entre eletrodo e tecido.
eletrodo ativo
ircuitos e parâmetros e
s
ativo. Geralmente tem botões de controle de corte e/ou coagulação, feito de material
dielétrico, tendo nos casos de cirurgias profundas dispositivos do tipo sonda (cateter).
C
ARBONIZAÇÃO
: queima por ignição ou substância cáustica
C
ATODO
: Eletrodo que recebe os cátions.
C
AUTERIZAÇÃO
: Uso do calor ou de substâncias cáusticas para destruir, causticar ou coagular
tecidos fisiológicos.
CC Corrente contínua. Diz-se de qualquer parâmetro elétrico quando a freqüência é nula.
não linear).
C
ORRELAÇÃO
: O coeficiente de correlação mede o grau de associação entre duas
características a partir de uma série de observaçõ
C
ORRENTES DE FUGA OU PARASITAS
: (Leakage Current) Cor
DAC: (Digital to Analogic Converter) Conversos Digital-Analógico, transforma uma
seqüência de palavras digitais em um sinal analógico.
D
ESNATURAÇÃO
: Perda das propriedades (químicas, físicas, mecânicas, etc) de um tecido.
D
ESSECAÇÃO
: É a desidratação tissular por efeitos térmicos. Na dessecação, o
217
fica em contato condutivo com o tecido, as potências são baixas (ordem de 30W) e não há
faíscas. Na
dessecação bem feita o tecido fica com uma crosta de uma coloração marrom clara
suave. Ocorre uma desidratação e uma desnaturação protéica do tecido.
étricas
induzidas por campos elétricos externos.
E
LETROCIRURGIA
– (Electrosurgery) Intervenção invasiva que se utiliza de correntes de alta
freqüência para criar efeitos clínicos nos tecidos. Outros termos utilizados são a diatermia
licada somente para cauterização de tecidos com eletrodos aquecidos
ncia no paciente que o atravessa e sai do mesmo por um eletrodo de dispersão.
nto sob cirurgia.
incorpora ambos os eletrodos, o ativo e o passivo,
separados por uma pequena distância, capaz de fazer fluir uma corrente entre os mesmos,
passando através de uma pequena porção de tecido, causando nele efeitos cirúrgicos
(geralmente dessecação). Este tipo de eletrodo evita que uma grande porção de tecido seja
ESU (ElectroSurgical Unit.) Unidade eletrocirúrgica.
ua condução elétrica em gases entre dois
condutores separados. Neste caso, a densidade de corrente é baixa e a ddp é alta. A faísca é o
fenômeno elétrico presente nas eletrocirurgias).
ecação).
as
proteínas, caracterizado por ser polar e não possuir carga elétrica,
D
IATERMIA
: aplicação terapêutica baseada no desenvolvimento de calor em tecidos
orgânicos, sem causar destruição do tecido, através da passagem de correntes el
cirúrgica (terapia tissular através do calor gerado por radiofreqüência) e o termo impróprio de
eletrocauterização (ap
pela ação da corrente elétrica
E
LETROCIRURGIA
M
ONOPOLAR
: Procedimento no qual um eletrodo ativo injeta uma corrente
de alta freqüê
E
LETRODO
A
TIVO
: Acessório do instrumento eletro-cirúrgico cuja função é concentrar a
corrente elétrica no po
E
LETRODO
B
IPOLAR
: Conjunto elétrico que
atravessada por correntes elétricas.
F
AÍSCA
: Faísca (spark) é a breve ou descontín
F
IBRILAÇÃO
: contrações rápidas e desordenadas das fibras musculares, fazendo com que o
coração deixe de funcionar como bomba.
FULGURAÇÃO: É um tipo de desidratação do tecido causado por calor gerado pelas faíscas
(e não por efeito joule no tecido, como no caso da dess
G
LICINA
: aminoácido não essencial (C
2
H
5
NO
2
), o menor de todos os que compõem
218
H
EMÓSTASE
: processo de estancamento de uma hemorragia.
EMÓSTASE
H : processo de estancamento de uma hemorragia.
OLA
litro da solução).
). Transistores bipolares com porta isolada no lugar
da base tradicional.
L
APAROSCOPIA
: exame endoscópico da cavidade abdominal e de seu conteúdo, realizado sob
L
APAROTOMIA
: Abertura cirúrgica da cavidade abdominal.
M
ASTECTOMIA
: Excisão ou remoção total da mama.
M
ETANO
: (CH
4
) Primeiro hidrocarboneto da série dos alcanos. Inflamável.
a e repetida de parâmetro ou parâmetros fisiológicos ou
A ABNT adotou em norma o termo
"monitoração" e a 2º edição de 1986 do Dicionário Aurélio refere-se a "monitorização".
Entretanto, é ainda comum o emprego de "monitoragem" e "monitoramento" na legislação e
na literatura técnica.
MOS-FET – Transistores de efeito de campo com tecnologia MOS (Metal Oxide-
Semiconductor)
M
YLAR
: Nome popular e marca registrada dada a um tipo de filme fino e forte de poliéster.
H
IPOSM R
: Osmolaridade abaixo do osmol (osmolaridade com 1 mol de soluto para cada
IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor
INCISÃO ver CORTE
Í
NDICE DE REFRAÇÃO ABSOLUTO
: é a medida da refringência de um meio material. (ver mais
em http://geocities.yahoo.com.br/galileon/1/refracao/refracao.htm)
anestesia geral e após insuflação do abdome com um gás inerte (ger. protóxido de nitrogênio).
M
ONITORAÇÃO DA QUALIDADE DE CONTATO
P
LACA
-P
ACIENTE
: Sistema que monitora
continuamente (ou não) a qualidade ôhmica do contato entre o paciente e o eletrodo de
retorno, interrompendo a entrega de energia caso este esteja fora dos critérios estabelecidos.
M
ONITORAÇÃO
: observação contínu
biológicos por meio de dispositivos automáticos.
N
.
A
.- nota do autor
O
SMOLARIDADE
: Molaridade de uma solução que exerce a mesma pressão osmótica que uma
solução ideal de uma substância não dissociada (osmalalidade).
219
P
OLIPECTOMIA
: Remoção de pólipos.
P
ÓLIPO
: Crescimento de tecido em membrana mucosa como resultado de hipertrofia ou como
TE
: ver vocábulo “potência útil”.
ncia que é transformada em trabalho. Também conhecida por potência
de é watt [W]. Seu complemento é a potência reativa, armazenada nas
rmas de campo elétrico ou m
s potências é a chamada
potência aparente. Sua unidade é o volt-ampere [VA].
ou micro-processadores. Geralmente efetuados com dispositivos programáveis (ROMs,
DLPs) em configurações combinacionais e/ou seqüenciais.
R
EFRINGÊNCIA
: é a dificuldade oferecida por um meio material à passagem da luz em seu
a atravessá-lo, e,
S
ISTEMA DE MONITORAÇÃO DO ELETRODO ATIVO
: Sistema de monitoração contínua do
ão da potência entregue, através da realimentação da corrente no mesmo.
ar
sponível na saída em relação a sua apresentação na entrada de um
componente digital.
mente três junções. Alguns
dispositivos, como o UJT, não satisfazem este critério, embora sejam estudados como
tumor, de forma pediculada (alongada e fina).
P
ÓTÊNCIA
A
PAREN
P
ÓTÊNCIA
R
EATIVA
: ver vocábulo “potência útil”.
P
ÓTÊNCIA
Ú
TIL
: potê
ativa ou real. Sua unida
fo agnético e não realiza trabalho. Sua unidade é volt-ampere-
reativo [VAr]. A potência resultante da soma vetorial dessas dua
P
ROCESSAMENTO
D
ISCRETO
: processamento efetuado sem a presença de micro-controladores
interior. Quanto mais refringente o meio, maior a dificuldade da luz par
conseqüentemente, menor será sua velocidade. O índice de refração é uma medida de
refringência.
R
ESSEÇÃO
: ação de extirpar, em uma extensão maior ou menor, um nervo, um vaso, um
músculo, um tendão, um osso, sãos ou doentes.
Ruptura secundária, Second Breakdown. Efeito destrutivo em transistores, causado
principalmente quando o transistor é desligado e ainda se tem grandes corrente e tensão sobre
o mesmo.
eletrodo ativo capaz de desligar a saída em casos de curto circuito e de auxiliar, em alguns
casos, na regulaç
T
EMPOS DE ATRASO
: Em circuitos digitais, tempo que um sinal leva para est
apropriadamente di
Tiristores Família de dispositivos semicondutores com geral
220
tir Ts (Insulated Gate Bipolistores. IGB ar Transistor).
édia quadrática). É o valor da tensão contínua
e entre ia a me ação de uma forma de onda periódica
Vp: tensão de pico em volts, representada por Vp
V
rms
: (root mean square) Tensão eficaz (ou m
qu gar sma potência ao sistema sob
qualquer de tensão.
∫
=
0
ef
dt.)t(v
T
V Senóide
T
2
2
1
=0,71Vp, ‘quadrada 50%=0,5Vp
221
Constantes, Relações entre unidades e Variáveis
Indutância L [H] V.s.A
-1
Reatância Indutiva XL [ohm] V.A
-1
Permeabilidade µo=4πx10
-7
Wb.A
-1
m
-1
C.V
-1
.m
-1
magnética
V.m.C
-1
εo.c
2
= 1/µo
Constante elétrica k= µo /2 π =1/(4π εo)=8,98742x10 V.m.C ,
N.m
2
.C
-2
9 -1
Carga do elétron Q=1,602x10
-19
C
Cte de Planck 1,381x10-23 J/K
6,62x10
-27
6,63x10
-34
4,14x10
-15
J/K
ergs.s
J.s
eV.s
Cte de Boltzmann 8,620 x 10-5 eV/K ou 1,381x10
-23
J/K
No de Avogadro N
A
=6,023x10
23
moléculas/mol
Permeabilidade do
vácuo
µo = 1,257x10
-6
H/m
Permissividade do
vácuo
εo = 8,849x10
-12
F/m
εo. µo =1/c
2
eV 1 eV=1,60x10
-19
J
joule 1J= 10
7
ergs; 1W.s; 6,25x10
18
eV;
N.m; C.V
tesla Tesla=Wb/m
2
Potência útil Watts=0.239cal/s=J/s
Avogadro 6,022x10
23
1/mol
eV 1,602177x10
-19
J
cal 4,184 J
Ton TNT 4,184x10
9
J
Ampere C/s, coulomb por segundo
Volt J/C
torr Unidade aprox. igual a 1 mmHg
Work function dos
metais
Varia entre 1,5 e 5,5 eV
222
223
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7803-4262-3/97, p2528-2530.
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230
231
232
RESUMO:
O objetivo deste trabalho é apresentar os principais aspectos técnicos envolvidos na
fabricação de um equipamento eletrocirúrgico que possa ser certificado conforme as normas
brasileiras vigentes e da faísca característica envolvida na eletrocirurgia. Os aspectos gerais
não inéditos de engenharia e instrumentação biomédica não serão aqui abordados, limitando-
se a apresentar os diagramas esquemáticos no anexo A. Neste sentido, são apresentados os
detalhes de um sistema inédito de regulação de potência ativa de saída do equipamento, um
estudo comparativo dos amplificadores de potência e os métodos teóricos e práticos utilizados
para projetar o transformador de saída. Além disso, é apresentado o estudo teórico-prático das
faíscas eletrocirúrgicas, incluindo-se o desenvolvimento de um modelo inédito para o espaço
faiscante, mostrando que devido às características elétricas das faíscas, as mesmas são
conflitantes com alguns aspectos normativos e estão relacionadas a queimaduras
eletroquímicas e a eletroestimulação indesejáveis.
PALAVRAS-CHAVE
Eletrocirurgia, Transformador, Faísca, Eletroestimulação, Queimaduras DC.
ÁREA/SUB-ÁREA DE CONHECIMENTO
3.13.00.00-6 - Engenharia biomédica
3.13.01.02-9 - Modelagem de Fenômenos Biológicos
3.13.02.03-3 - Instrumentação Odontológica e Médico-Hospitalar
2004
N°: 007
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