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UNIVERSIDADE DE SÃO PAULO
ESCOLA DE ENGENHARIA DE SÃO CARLOS
DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA
Estudo do Impacto do Gorjeio (chirp) de Transiente
sobre o Desempenho de Sistemas de Transmissão
Óptica com Pulsos NRZ
Fábio Donati Simões
Tese apresentada à Escola de Engenharia de São
Carlos da Universidade de São Paulo, como
parte dos requisitos para obtenção do título de
Doutor em Engenharia Elétrica
Orientador: Prof. Dr. Amílcar Careli César
São Carlos, SP
2008
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ii
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i
Aos meus pais, Maria e Juarez (in memorium).
Por toda a dedicação e amor.
ii
AGRADECIMENTOS
Ao Prof. Amílcar Careli César pela orientação, dedicação constante, amizade, confiança
inabalável e exemplo, desde os tempos da graduação.
À Profa. Mônica de Lacerda Rocha por todo o estímulo, amizade e empenho.
Ao Prof. Murilo Araújo Romero pela amizade e apoio.
Ao Rege Romeu Scarabucci, Alberto Paradisi e João Luis Mercante por cederem horas
e recursos do CPqD para a realização deste trabalho.
Ao João Batista Rosolem, que me incentivou a dar esse passo e apoiou até o fim.
À Miriam Regina Xavier de Barros pelo apoio e paciência infinitos.
Aos amigos e colegas do CPqD, que contribuíram e me apoiaram em todos os
momentos. Em especial a Claudio Floridia, Valentino Corso, Julio César Rodrigues
Fernandes de Oliveira e Juliana Cristina de Moraes.
Ao Centro de Pesquisa e Desenvolvimento em Telecomunicações (CPqD) pelos
recursos postos a disposição dentro do âmbito do projeto GIGA.
À FINEP e ao FUNTTEL pelos recursos do projeto GIGA.
À Universidade de São Paulo, seus professores e funcionários pela excelência.
À FAPESP pelos recursos do projeto KYATERA.
iii
Lista de figuras
Figura 1.1: Esquema da Rede Experimental de Alta Velocidade do Projeto
GIGA......................................................................................................................... 4
Figura 2.1: Exemplo de sinal de laser DFB modulado diretamente e excursão
de freqüência [60]. A curva azul representa a variação de freqüência da
portadora e a verde a de amplitude. ................................................................. 25
Figura 2.2: Gorjeio e amplitude medidos do sinal de um modulador Mach-
Zehnder.................................................................................................................. 26
Figura 2.3: Esquema básico de um interferômetro de Mach-Zehnder................ 27
Figura 2.4: Corte Z, Dual-Driver. E
M
é o campo elétrico do sinal de modulação e
E
λ
é o campo elétrico do sinal óptico................................................................ 28
Figura 2.5: Corte Z, Single-Driver.............................................................................. 28
Figura 2.6: Corte X, Single-Driver. ............................................................................ 28
Figura 2.7: Curva de transmitância e em função da tensão diferencial
aplicada.................................................................................................................. 32
Figura 2.8: Absorção e
α
αα
α
em função da polarização para três EAMs diversos
[67].......................................................................................................................... 36
Figura 2.9: Seqüência de bits a 10Gb/s simulada para dois valores de
dispersão cromática............................................................................................. 39
Figura 2.10: Comparação entre um diagrama de olho medido
experimentalmente e modelado segundo (2.46), para m = 2,1.................... 43
Figura 2.11: Ordem do pulso NRZ em função do tempo de transição entre 10%
e 90% da amplitude de pico, normalizado em relação ao período do bit. .. 45
Figura 2.12: Fase e α devidas a automodulação de fase em função da potência
do sinal................................................................................................................... 47
Figura 2.13: Diagramas de olho para uma transmissão a 10 Gbit/s com
dispersão cromática acumulada de 1600 ps/nm (100 km de fibra G. 652) e
diversos valores de no transmissor. (a) >0; (b) =0 e (c) <0............. 49
Figura 2.14: Diagramas de olho a 10 Gbit/s. (a) Saída do transmissor, sem re-
distribuição de energia ao longo dos bits. (b) Caso ótimo de concentração
da energia das bordas das seqüências no centro dos bits 1 adjacentes. .. 50
Figura 2.15: Comparação da fase do sinal gerada por um modulador MZ e pela
automodulação de fase para um pulso de 100ps de largura a meia altura.51
iv
Figura 2.16: Curva de potência normalizada e desvio de freqüência ao longo do
bit para modulador Mach-Zehnder com α=1. .................................................. 52
Figura 2.17: Curva de potência normalizada e desvio de freqüência ao longo do
bit para automodulação com fase não-linear de pico de -1 radiano............ 53
Figura 3.1: Arranjo para medida de razão de extinção, tempo de subida e de
descida. ECL é o laser sintonizável, “pol” é o controlador de polarização,
“mod” é o modulador, “driver” é o circuito de acionamento do modulador,
EDFA o amplificador a fibra dopada com érbio, PPG é o gerador de
padrões, OSA o analisador de espectro óptico e OSC é o osciloscópio de
amostragem de 40 GHz. ..................................................................................... 58
Figura 3.2: Arranjo para medida do fator Q. ECL é o laser sintonizável, “pol” é o
controlador de polarização, “mod” o modulador, “driver” o circuito de
acionamento do modulador, EDFA os amplificadores a fibra dopada com
érbio, Att os atenuadores ópticos, FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda,
PIN o fotodetector, PPG o gerador de padrões, ED o detector de erros,
OSA o analisador de espectro óptico, OSC é o osciloscópio de
amostragem de 40 GHz e PC é o microcomputador. .................................... 59
Figura 3.3: Interface gráfica do programa de medida de fator Q......................... 60
Figura 3.4: Diagrama de olho do modulador single-drive...................................... 62
Figura 3.5: Seqüência de 8 bits (01001110) do modulador single-drive. ........... 62
Figura 3.6: Diagrama de olho do modulador dual-drive. ....................................... 62
Figura 3.7: Seqüência de 8 bits (01001110) do modulador dual-drive. .............. 62
Figura 3.8: Diagrama de olho do EAM a 15°C. PRBS=2
23
-1................................ 63
Figura 3.9: Diagrama de olho do EAM a 25°C. PRBS=2
23
-1................................ 63
Figura 3.10: Diagrama de olho do EAM a 15°C. Montagem com a seqüência
01001110............................................................................................................... 63
Figura 3.11: Diagrama de olho do EAM a 25°C. Montagem com a seqüência
01001110............................................................................................................... 63
Figura 3.12: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 15°C............................. 63
Figura 3.13: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 25°C............................. 63
Figura 3.14: Diagrama de olho do EAM a 35°C. PRBS=2
23
-1.............................. 64
Figura 3.15: Diagrama de olho do EAM a 45°C. PRBS=2
23
-1.............................. 64
Figura 3.16: Diagrama de olho do EAM a 35°C. Montagem com a seqüência
01001110............................................................................................................... 64
v
Figura 3.17: Diagrama de olho do EAM a 45°C. Montagem com a seqüência
01001110............................................................................................................... 64
Figura 3.18: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 35°C............................. 64
Figura 3.19: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 45°C............................. 64
Figura 3.20: Medida e simulação da curva do fator Q versus potência de sinal
no fotodetector...................................................................................................... 65
Figura 3.21: Medida e simulação da curva do fator Q versus OSNR no
fotodetector. .......................................................................................................... 66
Figura 3.22: Esquema do arranjo auto-interferométrico. O analisador de rede é
o HP 8703 Lightwave component analyzer (130MHz a 20GHz), a fonte C.C
é Tectrol TC-12 (0 a 12V – 2A), o laser sintonizável é Tunics reference, o
controle de temperatura é ILX modelo LDT5910B, PM é o medidor de
potência óptica Anritsu MP9640, o modulador é o EAM Cyoptics EAM1050,
o acoplador de polarização elétrica é HP 11612A (45 MHz a 26,5 GHz) e o
polarizador é General Photonics modelo PolaRITE. A fibra óptica é do tipo
SMF-28 (ITU-T G.652) de 50,453km................................................................ 69
Figura 3.23: Arranjo auto-interferométrico montado no laboratório..................... 69
Figura 3.24: Gráfico de medida de gorjeio............................................................... 70
Figura 3.25: Atenuação e em 1530 nm................................................................. 72
Figura 3.26: Atenuação e em 1545 nm................................................................. 73
Figura 3.27: Atenuação e em 1560 nm................................................................. 73
Figura 3.28: Parâmetro em função da temperatura............................................ 74
Figura 3.29: Esquema do arranjo para medida de gorjeio. ECL é o laser
sintonizável Tunics, “pol” é o controlar de polarização, “mod” é o
modulador, driver é o circuito de acionamento do modulador, EDFA o
amplificador a fibra dopada com érbio, PPG é o gerador de padrões
Anritsu 12,5 Gbit/s, OSA o analisador de espectro óptico, OSC é o
osciloscópio de amostragem de 40 GHz e PC o computador. ..................... 77
Figura 3.30: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado
de
α
αα
α
ao longo da seqüência de bits para o EAM. T=25 °C, V=0 V e λ=1530
nm........................................................................................................................... 80
vi
Figura 3.31: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado
de
α
αα
α
ao longo da seqüência de bits para o EAM T=25 °C, V=-2 V e λ=1530
nm........................................................................................................................... 80
Figura 3.32: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado
de
α
αα
α
ao longo da seqüência de bits para o EAM. T=25 °C, V=0 V e λ=1545
nm........................................................................................................................... 81
Figura 3.33: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado
de
α
αα
α
ao longo da seqüência de bits para o EAM. T=25 °C, V=-2 V e λ=1545
nm........................................................................................................................... 81
Figura 3.34: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado
de
α
αα
α
ao longo da seqüência de bits para o EAM. T=25 °C, V=0 V e λ=1560
nm........................................................................................................................... 82
Figura 3.35: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado
de
α
αα
α
ao longo da seqüência de bits para o EAM. T=25 °C, V=-2 V e λ=1560
nm........................................................................................................................... 82
Figura 3.36: Potência e gorjeio para o modulador single-drive da JDS.............. 85
Figura 3.37: Potência e gorjeio para o modulador dual-drive da Lucent,
acionado em um braço........................................................................................ 86
Figura 3.38: Comparação entre os pulsos amostrados e o previsto pelo modelo
dado por (2.47) para o modulador dual-drive da Lucent acionado em um
braço....................................................................................................................... 86
Figura 3.39: Gorjeio medido e previsto teoricamente usando (2.71) para o
modulador dual-drive da Lucent acionado em um braço. ............................. 87
Figura 3.40: Esquema do arranjo para medidas de gorjeio com fibra. ECL é o
laser sintonizável Tunics, “pol” é o controlar de polarização, “mod.” é o
modulador com gorjeio nulo (α=0) da JDS, driver é o circuito de
acionamento do modulador, EDFA é o amplificador a fibra dopada com
érbio, PPG é o gerador de padrões Anritsu 12,5Gbit/s, OSA é o analisador
de espectro óptico, “comp. disp.” É o compensador de dispersão
cromática, 90/10 é o acoplador óptico 90%/10%, “clock rec.” é o
recuperador de relógio a 10 GHz da Anritsu, OSC é o osciloscópio de
amostragem de 40 GHz e PC é o computador............................................... 89
Figura 3.41: Arranjo para medida de gorjeio com fibra.......................................... 90
vii
Figura 3.42: Modulador e circuitos de acionamento e polarização...................... 90
Figura 3.43: Potência e gorjeio medidos em função do tempo para o MZ single-
drive. Fibra DS a 0 dBm...................................................................................... 91
Figura 3.44: Potência e gorjeio medidos em função do tempo para o MZ single-
drive. Fibra G.652 a 0 dBm................................................................................. 91
Figura 3.45: Potência e gorjeio medidos em função do tempo para o MZ single-
drive. Fibra DS a 5 dBm...................................................................................... 91
Figura 3.46: Potência e gorjeio medidos em função do tempo para o MZ single-
drive. Fibra G.652 a 5 dBm................................................................................. 91
Figura 3.47: Potência e gorjeio medidos em função do tempo para o MZ single-
drive. Fibra DS a 9 dBm...................................................................................... 91
Figura 3.48: Potência e gorjeio medidos em função do tempo para o MZ single-
drive. Fibra G.652 a 9 dBm................................................................................. 91
Figura 3.49: Valor de pico do desvio de freqüência em função da potência.
Fibra DS................................................................................................................. 93
Figura 3.50: Valor de pico do desvio de freqüência em função da potência.
Fibra G.652. .......................................................................................................... 94
Figura 4.1: Arranjo para medida de fator Q.ECL é o laser sintonizável, “pol” o
controlar de polarização, “mod.” o modulador, “driver” o circuito de
acionamento do modulador, EDFA o amplificador a fibra dopada com
érbio, PPG o gerador de padrões, Att o atenuador óptico variável, OSA o
analisador de espectro óptico, FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, 90/10
o acoplador óptico 90%/10%, “clock rec.” o recuperador de relógio a 10
GHz, PIN o fotodetector, ED o detector de erros, OSC o osciloscópio de
amostragem de 40 GHz e PC é o computador. .............................................. 97
Figura 4.2: Variação do fator Q em função da potência para EAM a 15 °C....... 99
Figura 4.3: Variação do fator Q em função da potência para EAM a 25 °C....... 99
Figura 4.4: Variação do fator Q em função da potência para EAM a 35 °C....... 99
Figura 4.5: Variação do fator Q em função da potência para EAM a 45 °C....... 99
Figura 4.6: Curvas de fator Q em função da potência de entrada do pré-
amplificador do EAM. sem fibra....................................................................... 100
Figura 4.7: Variação do fator Q em função da potência para Mach-Zehnder
dual-drive. α = -1. ............................................................................................... 100
viii
Figura 4.8: Variação do fator Q em função da potência para Mach-Zehnder
dual-drive. α = 1. ................................................................................................ 100
Figura 4.9: Variação do fator Q em função da potência para Mach-Zehnder
single-drive. α = 0............................................................................................... 100
Figura 4.10: Arranjo para medida do fator Q para o enlace de 100km. ECL é o
laser sintonizável, “pol” o controlar de polarização, “mod.” o modulador,
“driver” o circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a
fibra dopada com érbio, PPG o gerador de padrões, Att o atenuador óptico
variável, OSA o analisador de espectro óptico, “comp.disp” o compensador
dei dispersão, FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, 90/10 o acoplador
óptico 90%/10%, “clock rec.” o recuperador de relógio a 10 GHz, PIN o
fotodetector, ED o detector de erros, OSC o osciloscópio de amostragem
de 40 GHz e PC é o computador. ................................................................... 105
Figura 4.11: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder dual-drive, α = -1, 0dBm. ....................................................... 107
Figura 4.12: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder dual-drive, α = -1, 6dBm. ....................................................... 107
Figura 4.13: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder dual-drive, α = -1, 10dBm...................................................... 107
Figura 4.14: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder single-drive, α = 0, 0dBm....................................................... 108
Figura 4.15: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder single-drive, α = 0, 6dBm....................................................... 108
Figura 4.16: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder single-drive, α = 0, 10dBm..................................................... 108
Figura 4.17: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder dual-drive, α = 1, 0 dBm......................................................... 109
Figura 4.18: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder dual-drive, α = 1, 6 dBm......................................................... 109
Figura 4.19: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para
Mach-Zehnder dual-drive, α = 1, 10 dBm. ..................................................... 109
Figura 4.20: Arranjo para medidas de fator Q em 200km. ECL é o laser
sintonizável, “pol” o controlar de polarização, “mod.” o modulador, “driver” o
ix
circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a fibra dopada
com érbio, PPG o gerador de padrões, Att o atenuador óptico variável,
OSA o analisador de espectro óptico, DCM1 e DCM2 módulos de
compensação de dispersão, VDCM compensador de dispersão variável,
FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, 90/10 o acoplador óptico 90%/10%,
“clock rec.” o recuperador de relógio a 10 GHz, PIN o fotodetector, ED o
detector de erros, OSC o osciloscópio de amostragem de 20 GHz e PC é o
computador. ........................................................................................................ 112
Figura 4.21: Transmissão em 200 km. Potência transmitida no primeiro enlace
0 dBm e 0 dBm no segundo enlace................................................................ 114
Figura 4.22: Transmissão em 200 km. Potência transmitida no primeiro enlace
6 dBm e 9 dBm no segundo enlace................................................................ 114
Figura 5.1: Esquema do modulador NRZ com gorjeio de transiente usando um
modulador de amplitude com gorjeio nulo e um modulador de fase em
série. XOR é uma porta lógica do tipo ou-exclusivo, G o acionador do
modulador Mach-Zehnder, Gv o amplificador de ganho variável, MZ o
modulador Mach-Zehnder e MF o modulador de fase................................. 117
Figura 5.2: Esquema do modulador NRZ com gorjeio de transiente usando um
modulador de amplitude dual-drive. Gv1 e Gv2 são os acionadores com
ganhos variáveis do modulador Mach-Zehnder e MZ é o modulador Mach-
Zehnder................................................................................................................ 117
Figura 5.3: Esquema de transmissão ponto-a-ponto. .......................................... 120
Figura 5.4: BER vs. potência de entrada diversos comprimentos de enlace.
α
αα
α
= -
1. ........................................................................................................................... 121
Figura 5.5: BER vs. potência de entrada diversos comprimentos de enlace. α =
0. ........................................................................................................................... 122
Figura 5.6: BER vs. potência de entrada diversos comprimentos de enlace.
α
αα
α
=
1. ........................................................................................................................... 123
Figura 5.7 Sensibilidade para
α
ótimo.................................................................... 123
Figura 5.8: Valor ótimo do α do modulador para cada distância de propagação.
Com SPM e sem SPM....................................................................................... 126
Figura 5.9: Esquema de transmissão para simulações....................................... 127
Figura 5.10: Potência de saída dos EDFA em função do número de enlaces.128
x
Figura 5.11: Valores de OSNR versus fator Q (linear) em back-to-back e curva
de ajuste. ............................................................................................................. 129
Figura 5.12: Penalidade mínima versus compensação em linha para 8x125km.130
Figura 5.13: Penalidade mínima versus compensação em linha para 10x100km.130
Figura 5.14: Resíduo de dispersão do ponto de menor penalidade. 8x125km.131
Figura 5.15: Resíduo de dispersão do ponto de menor penalidade. 10x100km.131
Figura 5.16: Cenário de aumento de potência no canal para o enlace 8x125km.132
Figura 5.17: Cenário de aumento de potência no canal para o enlace
10x100km............................................................................................................ 133
xi
Lista de Tabelas
Tabela 1.1: Distâncias, valores de dispersão, dos compensadores do projeto e
resíduo dos enlaces da rede de transmissão do projeto GIGA...................... 6
Tabela 1.2: Valores de dispersão dos compensadores instalados e resíduo dos
enlaces da rede de transmissão do projeto GIGA............................................ 6
Tabela 1.3: Valores dos residuais de dispersão em ps/nm para as conexões
das estações terminais da rede de transmissão do projeto GIGA de acordo
com os dados de projeto....................................................................................... 7
Tabela 1.4: Valores dos residuais de dispersão em ps/nm para as conexões
das estações terminais da rede de transmissão do projeto GIGA de acordo
com os valores instalados..................................................................................... 7
Tabela 2.1: Valores de α e k em função das tensões de pico aplicadas aos
braços do modulador........................................................................................... 31
Tabela 2.2: Valores de e fase de pico impostos pela automodulação de fase.46
Tabela 3.1: Valores de razão de extinção, t
10-90
e t
90-10
dos moduladores. ........ 61
Tabela 3.2: Parâmetros usados nas simulações de fator Q versus potência de
entrada e versus OSNR. ..................................................................................... 67
Tabela 3.3: Confronto dos valores medidos de dispersão usando dois métodos
diferentes de medida. .......................................................................................... 74
Tabela 3.4: Valores de α medidos e estimados para o EAM................................ 83
Tabela 3.5: Parâmetros usados no cálculo do gorjeio das fibras......................... 93
Tabela 4.1: Valores de sensibilidade e penalidade para os moduladores. ...... 101
Tabela 4.2: Valores ótimos de resíduos de dispersão cromática para
propagação em 100km...................................................................................... 110
Tabela 4.3: Valores dos compensadores usados na transmissão a 200 km... 113
Tabela 4.4: Valores ótimos de resíduos de dispersão cromática para
propagação em 200km...................................................................................... 115
Tabela 5.1: Valores usados nas simulações para 1000km................................. 119
Tabela 5.2: Dados dos enlaces ponto-a-ponto simulados. ................................. 121
Tabela 5.3: Valores de potência de entrada do receptor para BER = 10
-12
para
vários comprimentos de enlace. ...................................................................... 125
Tabela 5.4: Valores penalidade da sensibilidade do receptor para vários
comprimentos de enlace................................................................................... 125
xii
Tabela 5.5: Valores dos enlaces simulados. ......................................................... 128
xiii
Lista de Siglas
10GbE: 10 gigabit ethernet
m: micrômetro – 10
-6
metro
m
2
: micrômetro quadrado – 10
-12
metro
2
A: Ampere
AC-NRZ: do inglês alternated chirped non-return to zero
ATM: do inglês asynchronous transfer mode
B2B: do inglês back-to-back
BER: do inglês bit error rate – taxa de erro de bit
C.C.: Corrente contínua
CS-RZ: do inglês carrier supressed – return to zero. Pulso RZ com portadora
suprimida
C-RZ: do inglês chirped return-to-zero. Pulso RZ com gorjeio
CWDM: do inglês coarse wavelength division multiplexing – multiplexação
esparsa em comprimento de onda
dB: decibel
dBm: decibel relativo a 1mW
DCF: do inglês dispersion compensating fiber – fibra de compensação de
dispersão
DFB: do inglês distributed feedback – laser de realimentação distribuída
DMS-RZ: do inglês dispersion-managed soliton-based - return to zero
DPSK: do inglês differential phase-shift keying – modulação por chaveamento
diferencial de fase
DSF: do inglês: dispersion-shifted fiber – fibra de dispersão deslocada
EAM: do inglês electroabsorption modulator – Modulador de eletroabsorção
EDFA: do inglês erbium doped fiber amplifier – amplificador a fibra dopada com
érbio
EFK: efeito Franz-Keldysh
EOP: do inglês eye open penalty – penalidade na abertura do diagrama de olho
E.R.: do inglês extinction ratio
ESQC: efeito Stark qüanticamente confinado
eV: elétron-volt
FM: do inglês frequency modulation – modulação em freqüência
xiv
FSR: do inglês free spectral range – diferença de freqüência ou comprimento
de onda de dois picos adjacentes de um filtro interferométrico
FWHM: do inglês full width of half maximum – largura a meia altura
GaAs: arseneto de gálio
GbE: gigabit ethernet
Gb/s: gigabit por segundo – 10
9
bits por segundo
GHz: gigabit – 10
9
Hz
GMPS: do inglês generalized multiprotocol lambda switching
GMPLS: do inglês generalized multiprotocol label switching
h: constante de Planck. 6.626196.10
-34
J.s
Hz: hertz
IM-DD: do inglês intensity modulation - direct detection
InP: fosfeto de índio
J: joule
km: quilômetro
laser: do inglês light amplification by stimulated energy radiation –
amplificação de luz por radiação estimulada de energia
LED: do inglês light emitter diode – diodo emissor de luz
LiNbO
3
: niobato de lítio
LiTaO
3
: tantalato de lítio
m: metro
Mb/s: megabit por segundo – 10
6
bits por segundo
meV: milielétron-volt – 10
-3
eV
MHz: megahertz – 10
6
Hertz
MQW: do inglês multi quantum-well – poço quântico múltiplo.
mW: miliwatt – 10
-3
Watt
MZ: modulador de Mach-Zehnder
NGN: do inglês next generation network ou new generation network – rede de
nova geração
nm: nanômetro - 10
-9
metro
NRZ: do inglês non-return to zero
OADM: do inglês optical add and drop module. Módulo de inserção e derivação
OOK: do inglês on-off keying
OSNR: do inglês optical signal to noise ratio – relação sinal-ruído óptico
xv
OTN: do ingles optical transport network
OXC: do inglês optical cross-connect module
PDH: do inglês plesiochronous digital hierarchy – hierarquia digital
plesiócrona
pm: picômetro – 10
-12
m
PMD: do inglês polarization mode dispersion – dispersão de modo de
polarização
POLSK: do inglês polarization-shift keying – modulação por chaveamento de
polarização
PON: do inglês passive optical network – rede óptica passiva
PRBS: do inglês pseudo-random bit sequence
PSK: do inglês phase-shift keying – modulação por chaveamento de fase
ps: picossegundo - 10
-12
segundo
R.F.: radiofreqüência
RNP: Rede Nacional de Ensino e Pesquisa
ROADM: do inglês reconfigurable optical add and drop module – módulo de
inserção e derivação óptica configurável
Rx: receptor
RZ: do inglês: return to zero
s: segundo
SDH: do inglês sinchronous digital hierarchy – hierarquia digital síncrona
SOA: do inglês semiconductor optical amplifier – amplificador óptico
semicondutor
SPM: do inglês self-phase modulation – automodulação de fase
t
10-90
: tempo de subida de um pulso, correspondente a transição do valor de
10% a 90% do valor de pico
t
90-10
: tempo de descida de um pulso, correspondente a transição do valor de
90% a 10% do valor de pico
THz: terahertz – 10
12
Hertz
Tx: transmissor
USP: Universidade de São Paulo
V: volt
W: watt
xvi
WDM: do inglês wavelength division multiplexing – multiplexação em
comprimento de onda
XGM: do inglês cross-gain modulation – modulação por intermodulação de
ganho
xvii
SUMÁRIO
1
INTRODUÇÃO ................................................................................................................................ 3
1.1
H
ISTÓRICO
................................................................................................................................9
1.2
E
STADO DA ARTE DOS SISTEMAS COM PULSOS
C-NRZ......................................................... 14
1.3
P
ROPOSTA DESTE TRABALHO
................................................................................................. 17
1.4
O
RGANIZAÇÃO DO TEXTO
......................................................................................................19
2
TÓPICOS TEÓRICOS SOBRE MODULAÇÃO E PROPAGAÇÃO.......................................20
2.1
M
ODULADORES ÓPTICOS
.......................................................................................................22
2.2
G
ORJEIO NA MODULAÇÃO
......................................................................................................24
2.2.1
Modulador Mach-Zehnder.................................................................................................. 27
2.2.2
Modulação por Eletroabsorção........................................................................................... 35
2.3
D
ISPERSÃO CROMÁTICA
.........................................................................................................38
2.4
A
UTOMODULAÇÃO DE FASE
................................................................................................... 41
2.5
G
ORJEIO NA TRANSMISSÃO
.................................................................................................... 48
3
CARACTERIZAÇÃO DOS DISPOSITIVOS ............................................................................. 55
3.1
M
EDIDAS DO TRANSMISSOR E DO RECEPTOR
........................................................................57
3.1.1
Descrição das montagens ................................................................................................... 58
3.1.2
Resultados .......................................................................................................................... 61
3.2
A
RRANJO AUTO
-
INTERFEROMÉTRICO
................................................................................... 68
3.2.1
Descrição da montagem ..................................................................................................... 69
3.3
R
ESULTADOS
.......................................................................................................................... 72
3.4
G
ORJEIO DOS MODULADORES
................................................................................................76
3.4.1
Descrição da montagem ..................................................................................................... 77
3.4.2
Resultados .......................................................................................................................... 79
3.5
A
UTOMODULAÇÃO DE FASE
................................................................................................... 88
3.5.1
Descrição da montagem ..................................................................................................... 89
3.5.2
Resultados .......................................................................................................................... 91
4
MEDIDAS DE TRANSMISSÃO................................................................................................... 95
4.1
C
OMPARAÇÃO DE DESEMPENHO DOS MODULADORES
.......................................................... 96
4.1.1
Descrição da montagem ..................................................................................................... 97
4.1.2
Resultados .......................................................................................................................... 99
4.2
T
RANSMISSÃO POR
100
KM
.................................................................................................. 104
4.2.1
Descrição da montagem ...................................................................................................105
4.2.2
Resultados ........................................................................................................................ 107
4.3
T
RANSMISSÃO POR
200
KM
................................................................................................... 111
4.3.1
Descrição da montagem ...................................................................................................112
4.3.2
Resultados ........................................................................................................................ 114
5
SIMULAÇÕES DE SISTEMAS DE TRANSMISSÃO .............................................................116
5.1
S
ISTEMAS PONTO
-
A
-
PONTO
.................................................................................................. 120
5.2
S
ISTEMAS DE LONGA DISTÂNCIA
.......................................................................................... 127
5.3
R
ESULTADOS
........................................................................................................................129
6
CONCLUSÕES.............................................................................................................................134
7
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS........................................................................................136
xviii
1
Resumo
Formatos de modulação com capacidade de ajuste às condições variáveis de
propagação são de interesse para uso em redes ópticas reconfiguráveis. Alterações nos níveis
de potência e no mapa de dispersão afetam o desempenho de sistemas de transmissão,
limitando o alcance e a capacidade de reconfiguração da rede.
Fornecer capacidade de ajuste dinâmico ao sinal transmitido, sem usar sistemas
complexos de modulação ou de compensação variável de dispersão, é uma solução eficaz para
se obter rendimento ótimo nas diversas condições de propagação na rede. Esta característica
também é útil na instalação de redes convencionais, poupando tempo e reduzindo custos.
Neste trabalho é proposto o formato de modulação NRZ com gorjeio sincronizado
com o sinal como alternativa para sobrepujar as limitações impostas pelas redes
reconfiguráveis. O sistema proposto tem o atrativo de permitir, além da capacidade de
adaptação, a possibilidade de integração dos componentes ópticos do modulador num mesmo
substrato. O desempenho do formato de modulação proposto foi analisado em diversas
condições de propagação para sistemas a 10 Gbit/s, tanto em sistemas ponto-a-ponto como de
longas distâncias. Esta análise foi feita por meio de modelagem matemática, simulações
numéricas e experimentos em laboratório. Foi demonstrada a capacidade de ajuste a diversos
mapas de dispersão e seus limites, bem como a compensação de efeitos da automodulação de
fase causados por alterações no nível da potência do sinal.
Palavras-chave: chirp (gorjeio); modulação NRZ; fibra óptica; comunicação eletro-
óptica; dispersão; automodulação de fase.
2
Abstract
Modulation formats with adjustment capability to the variable propagation conditions
are of interest in reconfigurable optical networks. Changes in optical power levels and
dispersion compensation map affect the transmission system performance, limiting the range
and the network reconfiguration capability.
To provide dynamical adjustment capability to the transmitted signal, using neither
complex modulation systems nor variable dispersion compensation, is an effective solution to
obtain optimal performance within the diverse network propagation conditions. This
characteristic is also useful during conventional networks installation, saving time and
reducing costs.
In this work it is proposed the NRZ modulation format with signal synchronized chirp
as an alternative to overcome the limitations imposed by the reconfigurable networks. The
proposed system has the benefit of allowing, more than adaptation capability, the possibility
of integration of the optical modulator’s components in the same substrate. The proposed
modulation format was analyzed under diverse propagation conditions for 10 Gbit/s, in point-
to-point as well as long-haul systems. This analyses war performed by mathematical
modeling, numerical simulations and laboratorial experiments. It was demonstrated the
adjustment capability for diverse dispersion compensation maps and its limits as well as the
compensation of the self-phase modulation effects due to changes in optical power levels.
Key words: chirp; NRZ modulation; optical fiber; electro-optical communication; dispersion;
self-phase modulation.
3
1 Introdução
Nos últimos anos, sistemas de transmissão óptica têm passado por diversas mudanças
de paradigma. Essas mudanças são reflexos da evolução tecnológica, da convergência de
sistemas e aplicações [1] e do quadro histórico do mercado [2], [3].
As empresas produtoras de equipamentos de telecomunicações, componentes ópticos e
eletrônicos têm aumentado suas atividades em termos de pesquisa e desenvolvimento de
produtos que se ajustem a esta realidade. Novos e mais sofisticados sistemas de transmissão
são propostos a cada dia, visando aumentar a flexibilidade dos sistemas e com foco no melhor
aproveitamento das capacidades, melhor relação custo-benefício e menor tempo de retorno do
capital investido.
As mudanças tecnológicas apontam na direção da redução do custo e do volume dos
equipamentos de transmissão, enquanto aumentam a capacidade de configuração e seu
espectro de aplicações.
As redes de computadores, até pouco tempo, confinadas a aplicações inter e
intraprediais, começam a aumentar seus escopos e dimensões. Estas redes deixam de ter
conexões apenas locais e passam a cobrir distâncias até então usuais apenas em serviços de
telecomunicações usando padrões como o SONET ou o SDH.
Equipamentos de datacom como roteadores, em conexões de distâncias curtas, usam o
padrão Ethernet. Para fazer uma conexão de longa distância, atualmente, o sinal Ethernet é
encapsulado em outro padrão, como o ATM ou o SDH e inserido na rede telecom. Ao atingir
a outra extremidade da rede telecom, o sinal é novamente convertido para a estrutura de dados
da rede datacom de destino, como a Token Ring.
Devido à convergência tecnológica dos universos telecom e datacom, as redes tendem
a se unificar. Assim, os limites de cada uma das redes de comunicações tendem, cada vez
mais, a desaparecer, formando uma rede única de dimensões maiores.
Atualmente, a maioria das redes de comunicações de longas distâncias se baseia em
fibras ópticas usando padrões SONET ou SDH. Esses padrões foram concebidos para redes
ponto-a-ponto, com capacidade de comutação, na camada física, muito limitada.
Com o aumento da complexidade das redes ópticas de longa distância, que passam a
incorporar características de roteamento de sinais cada vez mais sofisticadas, estão sendo
inseridas novas unidades, como os módulos ópticos de inserção e derivação configuráveis
(ROADMs) e módulos de crossconnects (OXC) com capacidade de inserir e retirar canais de
4
forma dinâmica, permitindo a configuração das redes em tempos muito inferiores àqueles
necessários nas redes baseadas na tecnologia SDH convencional.
Nas redes ópticas convencionais, para fazer uma alteração de configuração, o tempo
necessário pode chegar a diversos dias. Esta atividade é feita manualmente, sendo necessário
programar uma “janela de manutenção” para alterar as conexões.
Com módulos OADM e OXC, o tempo para o chaveamento óptico se reduz
drasticamente, tendo sido reportados tempos da ordem de milissegundos [4]. Nestes casos, os
maiores limitantes dos tempos de configuração são os de sinalização e cálculo das novas
rotas.
Como exemplo desse tipo de rede, pode-se citar a “Rede Experimental de Alta
Velocidade” do Projeto GIGA [5], que usa transmissão em canais GbE e 10GbE, unidades
OADM fixas e capacidade prevista para o uso futuro de módulos OXC dinâmicos,
controlados por um plano de controle externo para o roteamento dos canais em nível óptico.
Considerando a “Rede Experimental de Alta Velocidade” do Projeto GIGA (Rede
GIGA), os módulos ópticos OADM são alocados em São Paulo e São José dos Campos.
Ch.15
Ch. 1
Ch. 3
EDFA
TX
RX
...
EDFA
Mux
Demux
TX
RX
Ch. N
Ch. 1
Ch. 2
.
.
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OADM
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Ch. 3
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...
TX
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Ch. N
Ch. 1
Ch. 2
...
EDFA
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OADM
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F
A
E
D
F
A
Campinas
Jundiaí
São Paulo
S. J. Campos
Lorena V. Redonda
Barra do Piraí
Rio de Janeiro
Figura 1.1: Esquema da Rede Experimental de Alta Velocidade do Projeto GIGA.
Nesta rede, roteadores de núcleo, responsáveis pela distribuição do tráfego de
informações nos respectivos canais ópticos na rede de longa distância, estão colocados nas
cidades de Campinas, São Paulo, São José dos Campos e Rio de Janeiro. Estes roteadores são
conectados por interfaces GbE a roteadores de borda, responsáveis pela distribuição do
tráfego na rede urbana, localizados em diversas instituições como o CPqD em Campinas, a
5
USP em São Paulo e a RNP no Rio de janeiro. Os roteadores de borda são conectados, por sua
vez, a unidades menores nas diversas instituições, como a Escola Politécnica da USP.
As conexões entre os roteadores de instituição, responsáveis pela distribuição do
tráfego dentro das instituições, e de borda são feitas por enlaces ponto-a-ponto em GbE,
usando um par de fibras por conexão, nos casos de Campinas e São Paulo ou usando sistemas
CWDM em alguns casos no Rio de Janeiro, como a conexão Fundação Oswaldo Cruz – RNP.
Nas estações do backbone da Rede GIGA, os roteadores de núcleo fazem a
comunicação de longa distância, interligando as diversas cidades da rede. Esta ligação usa
interfaces GbE e 10GbE que passam por transponders antes de serem transmitidas. Esses
transponders têm a função de adequar algumas características do sinal, como o comprimento
de onda, ao sistema WDM usado.
Os sinais lançados no backbone são amplificados a cada estação usando
amplificadores a fibra dopada com érbio (EDFAs) e a compensação de dispersão é feita após
cada enlace, usando redes de Bragg em EDFAs de duplo estágio.
Diversos fatores afetam as condições de propagação do sinal nas redes ópticas, como a
relação sinal-ruído óptica (OSNR), a dispersão cromática e os efeitos não-lineares. Esses
fatores se tornam mais críticos à medida que aumentam as distâncias e as taxas de
transmissão.
Na Rede GIGA, os canais em 10GbE necessitam de compensação de dispersão dadas
as distâncias envolvidas. O valor dos compensadores de dispersão e sua distribuição ao longo
da rede afetam o desempenho das transmissões feitas nas diversas rotas possíveis na rede.
Mesmo partindo de um projeto de compensação de dispersão com valores ótimos
podem-se ter alterações de projeto até a completa implementação da solução, por razões
diversas.
No caso específico da Rede GIGA, o esquema de compensação de dispersão partiu de
uma solução que permitiria minimizar a dispersão cromática acumulada em todas as rotas
possíveis dentro da rede. Esta solução usa compensadores comerciais que são disponíveis em
valores discretos.
A Tabela 1.1 mostra os comprimentos dos enlaces, o valor estimado da dispersão, os
valores de projeto dos módulos de compensação e o resíduo de dispersão ao fim de cada
enlace da Rede GIGA. Estes valores referem-se ao comprimento de onda de 1552,125 nm que
é comprimento de onda médio dos canais e foram estimados considerando uma dispersão de
16 ps/nmkm em 1545 nm e uma variação de dispersão por comprimento de onda de 0,0575
ps/nm
2
km.
6
Tabela 1.1: Distâncias, valores de dispersão, dos compensadores do projeto e resíduo dos enlaces da rede de transmissão do
projeto GIGA.
Enlace
Distância
[km]
Dispersão
[ps/nm]
Compensador
[ps/nm]
Dispersão
residual [ps/nm]
Campinas Jundiaí
70,3 1154 -1000 154
Jundiaí São Paulo
76 1247 -1300 -53
São Paulo S. J. Campos
126,5 2076 -2100 -24
S. J. Campos Lorena
103,7 1702 -1700 2
Lorena Volta Redonda
136,2 2235 -2100 135
Volta Redonda Barra do Piraí
38,4 630 -700 -70
Barra do Piraí Rio de Janeiro
111 1821 -1700 121
Na implementação da solução de compensação de dispersão foram, por diversas
razões, usados compensadores de dispersão diferentes daqueles previstos no projeto. Os
valores dos compensadores usados e o valor residual em cada sentido de propagação da rede
são mostrados na Tabela 1.2.
Tabela 1.2: Valores de dispersão dos compensadores instalados e resíduo dos enlaces da rede de transmissão do projeto
GIGA.
Campinas – Rio Rio-Campinas
Enlace
Compensador
[ps/nm]
Dispersão
residual [ps/nm]
Compensador
[ps/nm]
Dispersão
residual [ps/nm]
Campinas Jundiaí
-1300 -146 -1300 -146
Jundiaí São Paulo
-1300 -53 -1300 -53
São Paulo S. J. Campos
-1700 376 -1700 376
S. J. Campos Lorena
-1700 2 -1700 2
Lorena Volta Redonda
-1700 535 -3000 -765
Volta Redonda
Barra do Piraí
0 630 0 630
Barra do Piraí
Rio de Janeiro
-3000 -1179 -1700 121
A Tabela 1.3 mostra os valores de dispersão cromática acumulada para cada conexão
na Rede GIGA, de acordo com os valores de projeto. Nota-se que os resíduos de dispersão
não são exatamente iguais para todos os enlaces, tendo máximo estimado de 265 ps/nm para o
enlace entre Campinas e Rio de Janeiro e mínimo de –24 ps/nm para a conexão entre São
Paulo e São José dos Campos.
7
Tabela 1.3: Valores dos residuais de dispersão em ps/nm para as conexões das estações terminais da rede de transmissão do
projeto GIGA de acordo com os dados de projeto.
Campinas
São Paulo
S. J. Campos
Rio de Janeiro
Campinas
101 77 265
São Paulo
101 -24 164
S. J. Campos
77 -24 188
Rio de Janeiro
265 164 188
Considerando os valores dos compensadores de dispersão efetivamente instalados, os
valores residuais de dispersão dos enlaces ficam como mostrado na Tabela 1.4.
Tabela 1.4: Valores dos residuais de dispersão em ps/nm para as conexões das estações terminais da rede de transmissão do
projeto GIGA de acordo com os valores instalados.
Campinas
São Paulo
S. J. Campos
Rio de Janeiro
Campinas
-199 177 165
São Paulo
-199 376 364
S. J. Campos
177 376 -12
Rio de Janeiro
165 364 -12
Nesta condição, os valores máximo e mínimo de dispersão residual dos enlaces são de
376 ps/nm entre São Paulo e São José dos Campos e de -199 ps/nm entre São Paulo e
Campinas.
Como a rede é configurável, em um momento um canal que conecta São Paulo a São
José dos Campos pode ser desviado para a rota São Paulo – Campinas, sofrendo uma
alteração de 575 ps/nm no valor acumulado de dispersão. Além disso, o roteamento dos
canais também provoca variações nos níveis de potência por canal e na distância de
propagação dos canais cujas rotas de transmissão foram alteradas. A mudança na
configuração da rede pode alterar os níveis de não-linearidades e a relação sinal-ruído óptica
não apenas dos canais alterados como dos demais canais.
Um transmissor otimizado para uma determinada condição de propagação pode ter
uma significativa perda de desempenho em outra condição, dentro da mesma rede, em função
das variações impostas pela configuração.
Com novas variáveis a considerar no projeto das redes ópticas, torna-se interessante ter
unidades de transmissão com capacidade de adaptação a diferentes condições de propagação.
Diversas soluções podem ser usadas para otimizar as condições de propagação do sinal
a cada possível configuração da rede.
8
No que toca a dispersão cromática residual, podem-se usar módulos de compensação
de dispersão variáveis [6]. Esta solução apresenta um custo elevado dado o grande número de
unidades necessárias para compensar individualmente a dispersão residual de cada canal em
cada estação terminal.
Outras formas de melhorar o desempenho da transmissão, atuando-se no formato de
modulação serão comentadas mais adiante.
Neste trabalho é proposto o uso do gorjeio de transiente no formato de modulação
NRZ para melhorar o desempenho da transmissão. A melhora de desempenho ocorre por
meio de uma distorção adequada dos pulsos transmitidos, causada pela ação conjunta da
automodulação de fase, da dispersão cromática e do gorjeio.
Serão analisados moduladores do tipo eletroabsorção e Mach-Zehnder em niobato de
lítio sob os aspectos gorjeio e formato dos pulsos por eles gerados. Depois serão feitas
análises do impacto da ação simultânea do gorjeio, automodulação de fase e dispersão
cromática no formato dos pulsos e, conseqüentemente, na taxa de erros das transmissões
analisadas. As análises serão feitas de forma analítica, experimental e por simulações
numéricas.
9
1.1 Histórico
A história das telecomunicações tem se caracterizado por aperfeiçoamentos contínuos,
pontuados por saltos tecnológicos, em geral quando alguma nova tecnologia é introduzida.
Esse padrão de desenvolvimento vem se repetindo desde o advento do telégrafo, por volta de
1840, do telefone, em 1875, das primeiras transmissões de rádio e televisão etc.
Durante o século XX, o aperfeiçoamento de diversas tecnologias permitiu um
desenvolvimento ainda maior dos sistemas para trocas de informação e, com elas, surgiram
novas maneiras de usá-las.
Na área de comunicações ópticas, praticamente todo o desenvolvimento foi feito na
segunda metade do século XX. Desde a primeira descrição teórica do efeito da amplificação
óptica [7] em 1958, ao laser semicondutor em 1962 e às fibras ópticas com baixas perdas em
1969. Desde então os sistemas ópticos vêm experimentando uma constante evolução com
novos dispositivos, tecnologias, maior confiabilidade e refinamento de processos de
fabricação.
Inicialmente, os sistemas ópticos foram instalados comercialmente em sistemas
dedicados a redes de comutação de circuitos, transmitindo somente um comprimento de onda
por vez. O sistema adotado na época usava a hierarquia digital plesiócrona (PDH) em 45
Mbit/s, avançando rapidamente para 140 e 565 Mbit/s. Esses sistemas foram sucessivamente
substituídos por equipamentos de hierarquia digital síncrona (SDH) em taxas que começaram
em 622 Mbit/s, passaram para 2,5 Gbit/s, 10 Gbit/s e avançam em direção a 40 Gbit/s no atual
estágio da tecnologia. Em meio a esses desenvolvimentos, durante as décadas de 80 e 90,
apareceram e se difundiram também outras tecnologias como as fibras óptica monomodo,
lasers monomodo operando na região de 1,3 m e 1,55 m, amplificadores a fibra dopada [8],
[9] e particularmente com érbio (EDFA) [7], [10]-[16], e sistemas de multiplexação em
comprimento de onda (WDM).
Os primeiros sistemas de transmissão óptica eram monocanais e com taxas da ordem
45 Mbit/s. Nesta época, os desafios tecnológicos do ponto de vista do equipamento de
transmissão eram o aumento da taxa de transmissão e o alcance. Para aumentar o alcance das
transmissões, diversos trabalhos foram feitos para aumentar a sensibilidade dos receptores por
meio de desenvolvimentos das características dos fotodetectores [17], [18]. Foram estudados,
também, esquemas de transmissão alternativos, sempre perseguindo o aumento da
sensibilidade dos receptores [19].
10
Os sistemas de transmissão coerentes, aproveitando os sistemas semelhantes usados no
campo das comunicações por microondas, foram desenvolvidos também para aplicações
ópticas [20] - [22]. Estes sistemas eram sofisticados e, normalmente, de difícil
implementação, tendo perdido muito do apelo com o advento dos amplificadores ópticos.
Os amplificadores ópticos semicondutores (SOA) começaram a apresentar melhor
desempenho em sensibilidade do receptor que os sistemas coerentes não opticamente
amplificados, tornando-se uma solução mais interessante, principalmente devido a maior
simplicidade na implementação de sistemas ópticos convencionais IM-DD (Intensity
Modulation - Direct Detection) [23].
Os SOAs, quando comparados com os amplificadores a fibra dopada, apresentam
características piores de figura de ruído, potência de saída, dependência da polarização e
modulação por ganho cruzado (XGM). Além desses parâmetros, a implementação dos EDFAs
mostrou-se mais fácil e confiável que a dos SOAs.
O uso dos EDFAs tornou-se generalizado, permitindo cobrir grandes distâncias sem
necessidade de regeneração elétrica e de forma muito mais barata e eficiente que o uso de
sistemas mais sofisticados de modulação.
Outra vantagem dos EDFAs era a possibilidade de se amplificar, simultaneamente,
muitos canais usando o mesmo amplificador. Esta característica deu um grande impulso à
difusão dos sistemas de comunicações ópticas, pois assim o equipamento dependente do
número de canais passou a limitar-se aos equipamentos que ficam nas estações terminais. As
demais estações da linha contêm apenas equipamentos (amplificadores, sistema de supervisão
etc) cujo uso é compartilhado por todos os canais.
Os EDFAs permitiram a redução de preços dos equipamentos, tanto do ponto de vista
do fabricante quanto das empresas que usam este equipamento. Do ponto de vista do
fabricante, agora não era mais necessário manter toda uma linha de produtos para cada taxa de
transmissão e aplicação. Para a amplificação do sinal bastava dispor de poucos modelos de
amplificadores para cobrir algumas faixas de potência de operação. O material que depende
da taxa de operação, do protocolo e do comprimento de onda fica restrito apenas às
extremidades dos sistemas. Esse uso comum permitiu uma produção em escala que foi
significativa na redução dos custos.
Do ponto de vista da empresa usuária do sistema, o uso de EDFAs e dos subseqüentes
sistemas de transmissão WDM permitia, a cada nova geração lançada, uma redução do custo
da capacidade transmitida por canal e uma grande flexibilidade no uso simultâneo de diversos
protocolos de comunicação. Como exemplo, a rede experimental do projeto GIGA transporta
11
atualmente canais GbE e 10GbE ao mesmo tempo e ainda foi usada para testes em sistemas
OTN a 10 Gbit/s.
Atualmente, mais de 80% do tráfego de voz e dados de longa distância passa por fibras
ópticas. Esta conjuntura é o resultado de uma confluência de diversas tecnologias de
dispositivos e sistemas ópticos. Os setores de aplicação têm se dividido e multiplicado,
apresentando soluções diversas como sistemas de multiplexação esparsa em comprimento de
onda (CWDM) para aplicações urbanas e redes ópticas passivas (PON) para acesso óptico ao
usuário final.
Paralelamente ao desenvolvimento dos sistemas de telecomunicações telefônicos,
outros sistemas se desenvolveram. No início da década de 1970, no Havaí, começou o
desenvolvimento da primeira rede de computadores, a ALOHANET [25]. Mais tarde, em
1976, foi desenvolvido o sistema Ethernet de comunicação entre computadores. Com a
difusão dos computadores e redes pessoais, aliadas à demanda por banda de transmissão,
foram criadas versões com bandas cada vez mais largas da Ethernet, chegando até a versão
10GbE de hoje.
Os sistemas de transmissão têm se sofisticando cada vez mais, sempre em busca de
maiores capacidades de transmissão. Isso causou reduções de custos e impulsionou o
desenvolvimento de sistemas com taxas de transmissão mais altas, além de um maior número
de canais e maior alcance.
Durante o desenvolvimento das novas gerações de sistemas ópticos o aumento das
taxas de transmissão e da potência dos amplificadores começou a apresentar limitações e
dificuldades no que diz respeito à propagação. A cada geração os problemas se tornavam mais
críticos. O aumento das taxas de transmissão acarretou problemas desde dispersão cromática
nas fibras ópticas e aumento da potência dos amplificadores, a problemas de interações não-
lineares entre o sinal e as fibras ópticas. Na tentativa de resolver os problemas causados pela
dispersão cromática, fabricantes lançaram no mercado fibras com dispersão deslocada (DSF)
ITU-T G.653 [25], que apresenta dispersão cromática praticamente nula no comprimento de
onda de operação dos canais ópticos.
Infelizmente, essa iniciativa teve dois efeitos colaterais principais: A redução da área
do núcleo da fibra, como efeito inevitável da mudança do perfil de índice da fibra, para se
conseguir a mudança no comprimento de onda de dispersão nula, e o aumento da interação
entre canais presentes na fibra causada pelo comportamento não-linear da fibra e intensificada
pela baixa dispersão.
12
Atualmente, fibras de dispersão deslocada são pouco difundidas nas redes das
operadoras de telecomunicações, sendo a maioria das fibras instaladas do tipo ITU-T G.652
[26] - [28]. Uma subcategoria das fibras de dispersão deslocada ainda é usada para aplicações
submarinas [29], são as chamadas fibras NZ-DSF (ITU-T G.654) [27].
Como solução dos problemas de transmissão, foram propostas técnicas de
compensação de dispersão e novos formatos de modulação.
Para os sistemas de altas taxas e longas distâncias foi proposto o uso de pulsos
solitônicos [30] - [32]. Os sistemas usando sólitons se mostraram pouco robustos ao aumento
das perdas e às variações no mapa de dispersão, não sendo usados, atualmente, para sistemas
de transmissão comerciais.
Uma variante mais robusta do sistema solitônico é o chamado dispersion-managed
soliton (DMS-RZ), que é um pulso gerado inicialmente no formato RZ (Return to Zero), que
faz uso das não-linearidades da propagação para manter o formato com pouca distorção. Esta
solução, juntamente com outras variações do formato de modulação RZ, como o RZ com
gorjeio (C-RZ) ou com portadora suprimida (CS-RZ), são usadas em soluções de longas
distâncias como sistemas submarinos para distâncias acima de 3000km [33] - [43], sendo o C-
RZ uma solução comercial bastante utilizada.
Estas aplicações apresentam resultados bastante satisfatórios nas condições de
propagação de sistemas submarinos, onde variáveis como o espaçamento entre os
amplificadores, as características das fibras usadas, como as perdas e a dispersão cromática,
são parâmetros que o projetista pode definir durante a fase de projeto do sistema. Os sistemas
submarinos têm uma menor variação das suas características durante sua vida útil pelo fato de
estarem em um ambiente mais estável que um sistema terrestre. Além desses parâmetros, no
atual estado-da-arte desses sistemas, não são feitas configurações dinâmicas além do
crescimento planejado ou dos reparos de cabos e unidades e nem são usadas arquiteturas em
malha.
Os sistemas terrestres apresentam maior complexidade no que toca as variações das
condições de propagação. As estações terminais e de amplificação são definidas pela
disponibilidade de infra-estrutura da empresa operadora do sistema.
Por causa da geografia, os enlaces de uma rede, conectando nós, têm extensões
diferentes. Por causa da inserção e derivação de canais, os níveis de potência de transmissão
variam muito de um enlace para outro e também ao longo do tempo.
Para exemplificar a variação de comprimento de enlaces de uma determinada planta,
pode-se observar na Tabela 1.1 que na rede do projeto GIGA os enlaces variam de 38 km a
13
136 km. Além disso, os sinais que percorrem distâncias fim-a-fim de 126 km na conexão São
Paulo a São José dos Campos até 662 km na conexão Campinas – Rio de Janeiro.
A pluralidade das condições de propagação levou ao desenvolvimento de formatos de
transmissão mais sofisticados, capazes de suportar maiores níveis de não-linearidades e que
apresentam maior robustez às variações de dispersão cromática e maior flexibilidade na
configuração das características dos transmissores.
São notáveis os casos dos sistemas duobinários [44] - [47] que apresentam uma
codificação do sinal no transmissor que resulta numa diminuição significativa da banda óptica
ocupada pelo sinal, melhorando a robustez ao resíduo de dispersão cromática. Este sistema de
transmissão apresenta como principais inconvenientes a complexidade do transmissor e a
baixa robustez a automodulação de fase.
Outros formatos de modulação foram desenvolvidos e adaptados às comunicações
ópticas, mas sua difusão é menor como o chaveamento em polarização (POLSK) [48] que
apresenta a vantagem de transmitir sem modulação de amplitude, mantendo a variação de
potência do sinal muito reduzida ao longo da linha. Esta característica lhe confere uma
imunidade maior à automodulação de fase e à modulação de fase cruzada que outros sistemas
modulados em amplitude. Um grande inconveniente deste tipo de sistema é a complexidade
do receptor que deve incorporar um dispositivo que mantenha sob controle a polarização do
sinal na recepção. Este tipo de sistema de controle de polarização encontra, no atual estágio de
desenvolvimento da tecnologia, muitas dificuldades de implantação e problemas de
estabilidade.
A simplicidade dos dispositivos de transmissão e recepção e a robustez ou capacidade
de adequação às variações de potência e de mapa de dispersão dos enlaces são parâmetros
decisivos no sucesso de uma solução de transmissão.
Por estas razões, o formato C-NRZ apresenta potencialidade para uso em redes ópticas
configuráveis em altas taxas de transmissão, dada a sua simplicidade de implementação e
capacidade de adaptação às mudanças de condições de propagação.
14
1.2 Estado da arte dos sistemas com pulsos C-NRZ
Neste trabalho é proposta uma solução de transmissão composta por um modulador de
amplitude, no formato NRZ, com ajuste de gorjeio. Este ajuste pode ser obtido em
moduladores de eletroabsorção variando-se o ponto de polarização do dispositivo ou a
temperatura de trabalho. Pode-se também obter o controle do gorjeio de maneira ainda mais
eficaz, associando um modulador de fase em série com o modulador de amplitude. A
modulação de fase usará o mesmo sinal aplicado ao modulador de amplitude, variando-se a
amplitude do sinal de modulação e a fase para se obter o efeito desejado. Este modulador tem
ainda a vantagem de ser integrável no mesmo substrato do modulador de amplitude.
Alguns trabalhos semelhantes a esta proposta constam na literatura e serão analisados
para o acompanhamento do estado da arte deste tipo de modulação.
Em [49], Bjordjevic et al. fizeram um estudo comparativo de desempenho entre pulsos
CS-RZ e C-NRZ. Foram comparados os desempenhos, dados pelos fatores Q na recepção, dos
dois formatos em um sistema de transmissão composto por 10 enlaces de 80 km de fibra
G.652. A taxa de transmissão foi de 40 Gbit/s com canais WDM espaçados de 0,8 nm com
filtros ópticos na recepção de 60 GHz de banda de passagem.
A modulação de fase aplicada é de formato senoidal, com freqüência igual à metade da
taxa de transmissão. Essa modulação causa a modulação de fase em todos os bits, porém a
fase se inverte a cada bit. Entretanto, o mapa de dispersão não foi otimizado para nenhum dos
dois formatos, sendo restrito a compensação da dispersão ao final de cada enlace.
Aquele estudo foi feito por meio de simulações numéricas e mostra dois resultados
importantes. O primeiro resultado é que o desempenho do formato C-NRZ supera o CS-RZ
para potências até 4 mW por canal. Acima deste nível, os resultados se equiparam. O segundo
resultado mostra que o aumento da intensidade de modulação de fase, por causar alargamento
espectral no sinal C-NRZ, pode causar penalidades por deformação do pulso no filtro de
recepção.
Saito et al. [50] e Henmi et al. [51] mostraram dois esquemas parecidos de modulação,
sendo o trabalho de Henmi a continuação do trabalho de Saito.
Foram propostos esquemas de modulação nos quais o sinal gerado no laser é
modulado pelo sinal de relógio com baixo índice de modulação para provocar variação em
freqüência no sinal óptico. Depois de gerado e modulado em freqüência o sinal é aplicado a
um modulador de amplitude. Controlando o atraso entre as fases do sinal de relógio aplicado
15
ao laser a o aplicado ao modulador é possível ajustar o sentido do gorjeio (positivo ou
negativo). Controlando a intensidade da modulação aplicada ao laser, controla-se a
intensidade da modulação de fase.
Em [50] o modulador proposto gera sinais RZ com gorjeio controlável em intensidade,
mas não em fase.
Em [51], o conceito do modulador é alterado, acrescentando a capacidade de controlar
o sentido do gorjeio. Além dessa capacidade, os pulsos gerados são no formato NRZ.
Uma das características do esquema proposto é o fato de serem usados dois pulsos RZ
para compor um pulso NRZ. Os pulsos RZ são unidos por um acoplador de polarização em
polarização cruzada. Foram mostrados resultados das penalidades observadas para enlaces de
fibra G.652, em transmissões de diversos comprimentos (50 a 200 km), sem compensação de
dispersão, para pulso no formato RZ com taxa de transmissão de 5Gbit/s. Para o formato NRZ
foram apresentados resultados em 10Gbit/s para uma distância de 100km.
Em [52], Jeong et al. analisam o efeito do gorjeio em uma transmissão com dispersão
e automodulação de fase. A análise foi feita experimental e teoricamente por meio de
simulações. As transmissões usaram o formato NRZ com gorjeio variável, usando um
modulador Mach-Zehnder dual-drive. O ajuste do gorjeio foi feito alterando-se a relação de
potência entre os sinais elétricos de modulação aplicados aos dois braços do modulador.
Foram feitas transmissões por diversas distâncias de fibra G.652, variando de 0km a
100km em passos de 20km, usando dois níveis de potência (0 dBm e 12,5 dBm) para
evidenciar o efeito da automodulação de fase. Foram mostrados os efeitos conjuntos da
automodulação de fase e do gorjeio na sensibilidade do receptor em um sistema ponto-a-
ponto.
Bellotti et al. [53] analisaram, por meio de simulações numéricas, os efeitos da
automodulação de fase para vários esquemas de compensação de dispersão para uma
transmissão a 10Gbit/s com gorjeio nulo. A distância percorrida pelo sinal foi de 500km de
fibra G.652, divididos em enlaces de 100km, com compensação a cada enlace. O resíduo de
dispersão foi definido pela variação da compensação ao longo da linha. Nenhum compensador
adicional foi usado no receptor.
Foram considerados amplificadores ópticos de somente um estágio e de duplo estágio.
Nos amplificadores de um estágio, nos casos de pré-compensação de dispersão, a potência de
entrada na fibra de compensação de dispersão é alta, contribuindo sensivelmente para a
automodulação de fase. No caso de amplificadores de duplo estágio, a potência no módulo de
compensação de dispersão é sempre baixa.
16
Os principais resultados foram curvas mostrando o nível de potência por canal
necessário para se obter a eliminação do efeito da penalidade causada pela dispersão, para
valores diversos de dispersão residual. Concluíram observando que o ponto ótimo de
compensação de dispersão varia consideravelmente em função da potência de sinal lançada
pela automodulação de fase.
Hodzic et al. [54] analisaram a transmissão de pulsos NRZ na taxa de 40Gbit/s. Foram
comparados os desempenhos em termos de penalidade por fechamento do diagrama de olho
(EOP) os formatos NRZ, AC-NRZ e RZ.
No formato AC-NRZ o pulso é formado no formato NRZ, mas com modulação de fase
na metade da taxa de transmissão.
As simulações feitas para um sistema de comprimento variável, composto por n
enlaces de 80km de fibra G.652, compensados 100% ao final de cada enlace. Como resultado,
foram apresentados gráficos mostrando a máxima potência por canal que gera uma penalidade
de abertura de olho (EOP) de 1dB. Mostraram também a robustez ao resíduo de dispersão de
cada formato analisado, para uma transmissão de 320km.
Chen et al. [55] propuseram uma outra modalidade de pulso NRZ com gorjeio. Este
formato é basicamente o mesmo que o proposto por Hodzic et al [54] com a diferença que a
modulação de fase é feita na taxa de transmissão e não na metade dela. Este formato foi
designado PS-NRZ.
Foram comparados os desempenhos de cinco formatos de modulação: NRZ, RZ, CS-
RZ, C-RZ e PS-NRZ.
O sistema de transmissão analisado era composto por 6 enlaces de 80km de fibra
G.652, compensados 100% ao final de cada enlace com um último compensador variável na
recepção.
As análises foram feitas por simulação numérica, variando a potência por canal na
saída dos amplificadores e ajustando a intensidade de modulação de fase para o melhor
resultado (menor EOP) para cada caso. Foram apresentados os resultados das simulações para
os diversos formatos. Nota-se que o formato PS-NRZ tem desempenho superior para os dois
níveis de potência lançada (0 e 6 dBm), apresentando menores penalidades e maior robustez a
dispersão.
17
1.3 Proposta deste trabalho
A proposta de trabalho desta tese é a análise do formato NRZ com gorjeio de
transiente. Os efeitos da potência, da intensidade da modulação da fase e do mapa de
dispersão para enlaces de longa distância serão estudados para uso em redes ópticas
configuráveis.
A principal contribuição deste trabalho está na proposta de se usar o formato NRZ
com gorjeio em redes de transmissão com configuração dinâmica. Com um esquema de
modulação simples se consegue ajustar o sinal para otimizar o desempenho da transmissão,
compensando as variações das condições de propagação causadas pelas reconfigurações da
rede.
O uso da modulação de fase síncrona com pulsos do tipo NRZ (non-return to zero)
aumenta a robustez às variações de potência do sinal e de dispersão cromática, melhorando o
desempenho do sistema de transmissão. O uso do formato de modulação NRZ com um
gorjeio de transiente de amplitude adequada altera as distorções causadas durante a
propagação pela automodulação de fase e pela dispersão cromática, melhorando o formato
dos pulsos e otimizando a transmissão, minimizando assim as taxas de erros do sistema.
Com o gorjeio de transiente é possível, em presença de dispersão cromática, alterar a
distribuição de potência ao longo dos bits isolados ou nas bordas das seqüências de bits 1.
Com um ajuste conveniente na amplitude do gorjeio pode-se concentrar a energia das bordas
das seqüências no centro dos bits 1 adjacentes. Essa concentração de energia possui dois
efeitos positivos para a transmissão. O primeiro efeito é a elevação do nível dos bits 1 das
bordas das seqüências ou isolados aumentando a distância entre o nível 0 e o nível 1 e
segundo efeito é evitar que a energia das bordas se concentre nos bits 0 adjacentes às
seqüências ou aos bits 1 isolados. Estes dois fenômenos, quando corretamente ajustados,
resultam em uma deformação conveniente dos pulsos que reduz a taxa de erros da transmissão
quando comparada a uma sem o uso do gorjeio de transiente.
Foram feitos testes em laboratório e simulações numéricas dos comportamentos de
dois tipos de moduladores para transmissões em 10Gbit/s em transmissões ponto-a-ponto e de
longas distâncias. Foram considerados os efeitos do valor residual de dispersão cromática e da
automodulação de fase (SPM) no desempenho do sistema em função da profundidade de
modulação de fase no transmissor. Foi analisada também a tolerância do sinal a diversas
condições de potência de transmissão, mapa de dispersão e gorjeio do modulador.
18
Uma expressão analítica para o cálculo do gorjeio causado pela automodulação de fase
foi desenvolvida, baseada em parâmetros da fibra. Esta expressão, juntamente com os
modelos do pulso, permite o cálculo do desvio de freqüência do sinal ao final de um trecho de
fibra. Os resultados foram comparados com experimentos de laboratório apresentando boa
concordância.
Os trabalhos publicados anteriormente analisam apenas partes do problema de maneira
separada, não tratando os três fenômenos (mapa de dispersão, potência de transmissão e
gorjeio), presentes nas transmissões de longas distâncias, simultaneamente.
19
1.4 Organização do texto
No Capitulo 1 é apresentada a motivação do trabalho e inserção deste no contexto atual
das telecomunicações e do estado-da-arte. Foram feitas uma introdução histórica dos eventos
relacionados ao campo de aplicação deste trabalho e uma contextualização do atual estado-da-
arte para definir sua motivação.
No Capítulo 2 é feita uma revisão da modelagem dos aspectos teóricos. São dados os
princípios de funcionamento dos principais métodos de modulação dos sinais ópticos, noções
sobre o gorjeio nos moduladores, dispersão cromática, automodulação de fase, modelagem do
sinal NRZ e o gorjeio na transmissão. Neste capítulo é desenvolvida uma expressão analítica
para o cálculo do parâmetro equivalente do sinal devido ao gorjeio causado pela
automodulação de fase.
O Capítulo 3 mostra as medidas realizadas para a caracterização dos componentes do
sistema. Foram medidos o parâmetro do EAM em diversas condições de uso e os gorjeios
dos moduladores. Foi também medido o gorjeio do sinal causado pela automodulação de fase
e comparado com os modelos apresentados no Capítulo 2.
No Capítulo 4 são mostrados os resultados de experimentos de transmissão com
moduladores EAM e MZ com gorjeio. Os resultados são comparados com simulações
numéricas.
No Capítulo 5 são feitas investigações teóricas sobre a propagação de sinais NRZ. Na
primeira parte são analisados sistemas ponto-a-ponto, tendo somente um enlace de fibra. São
feitas comparações entre os resultados obtidos usando-se moduladores de eletroabsorção e
Mach-Zehnder. Foram feitas também simulações para sistemas de longas distâncias e o valor
do parâmetro foi variado para a análise do impacto na qualidade da transmissão.
No Capítulo 6 são apresentadas as conclusões e sugestões para o prosseguimento do
trabalho.
20
2 Tópicos teóricos sobre modulação e propagação
Os sistemas de transmissão óptica em WDM apresentam diversos parâmetros críticos
relativos à propagação do sinal. Um projeto acurado deve levar em consideração não apenas
níveis mínimos de potências para a obtenção de um valor adequado de relação sinal-ruído,
mas também uma análise dos valores máximos admitidos para obter o melhor compromisso
de desempenho entre ruídos e deformações do sinal causadas por não-linearidades.
Outro fator importante é o correto espaçamento entre os canais, conflitando com a
necessidade do aumento do número de canais e das características dos filtros ópticos
utilizados. A escolha correta otimiza o compromisso entre diafonia e deformação por
limitação de banda imposta pelos filtros ópticos do sistema.
Formatos de modulação, orçamento de potência e mapa de dispersão ocupam um lugar
de destaque no projeto de um enlace óptico WDM. O projetista, além de fazer um
dimensionamento adequado do enlace, deve ser capaz de determinar uma solução para obter a
maior flexibilidade com relação às variações das condições de propagação. Estas variações
incluem o envelhecimento dos cabos, dos amplificadores e alterações no número de canais
presentes no sistema, seja pelo aumento da capacidade, seja pela mudança de configuração
das rotas.
Não é suficiente que o projeto permita ao sistema funcionar em condições ótimas, mas
a solução sistêmica deve apresentar robustez suficiente para absorver as diferenças entre as
condições para as quais o sistema foi desenvolvido e aquelas que efetivamente se apresentam
na instalação final. Estas diferenças podem ser devidas às condições não ótimas de
compensação de dispersão, perdas etc e, freqüentemente, variam ao longo da vida útil do
sistema.
A robustez de um sistema torna-se um requisito ainda mais crítico se as condições de
funcionamento podem ser alteradas, como no caso de redes ópticas configuráveis. Mudanças
no trajeto de um canal devidas ao roteamento óptico podem apresentar combinações de
fatores não otimizados que variam ao longo do tempo de maneira não-determinística.
Durante a vida útil de um sistema de transmissão, diversos parâmetros se alteram,
como o aumento da atenuação dos cabos ópticos e a redução da potência dos transmissores.
Essas características tendem a apresentar um comportamento monotônico.
Ao contrário do envelhecimento de um sistema, a configuração de uma rede óptica
pode apresentar mudanças cíclicas ou aleatórias de alguns parâmetros como a dispersão
21
cromática residual entre dois pontos da rede. Estas variações tendem a se tornar tão mais
críticas quanto mais longas forem as distâncias e quanto maior for a taxa de transmissão.
22
2.1 Moduladores ópticos
A modulação dos sinais pode ser feita de diversas maneiras, seja relativa à codificação
da informação, que pode ser analógica ou digital, seja relativa ao tratamento dado à portadora
óptica, que pode ser modulada em amplitude, fase, freqüência, polarização ou posição dentro
de um intervalo temporal. Em sua maioria, os sistemas comerciais de transmissão óptica
baseiam-se na transmissão de pulsos ópticos modulados em amplitude.
A modulação analógica foi usada nos primeiros sistemas ópticos de televisão a cabo,
sendo substituídos por sistemas digitais. Atualmente, ainda são usados em algumas aplicações
como redes de sensoriamento.
A modulação digital apresenta uma série de conveniências em relação à modulação
analógica. Com ela é possível evitar os problemas relativos à baixa eficiência de uso da
potência do sinal dos sistemas analógicos, particularmente sensíveis às distorções causadas
pela não-linearidade dos moduladores, que devem operar com baixo índice de modulação para
minimizar as distorções no sinal. É possível também implementar mecanismos de correção de
erros como algoritmos do tipo Reed-Solomon [56] além de sistemas de monitoramento da
qualidade do sinal, tarifação, alocação de banda, controle de roteamento etc.
Dentre as diversas formas de modulação do sinal destaca-se a modulação digital de
amplitude (OOK). Este sistema de modulação é o mais simples e o mais difundido dentre os
métodos usados.
Na maioria dos casos, os sinais modulados em amplitude usam o formato NRZ por ser
de fácil implementação. Este formato permite ao aparato modulador (driver, modulador,
circuitos de controle) ter um custo menor que outros formatos como o RZ, o CRZ e o CS-RZ,
dentre outros. Este trabalho concentra-se na análise de pulsos ópticos digitais em formato
NRZ.
Os sistemas de comunicações comerciais usam lasers semicondutores ou LEDs como
fonte de sinal óptico. A modulação deste sinal pode ser feita variando-se a injeção de corrente
da fonte luminosa que, por sua vez, altera a potência óptica gerada.
Este tipo de modulação é chamado de modulação direta e apresenta vantagens de
custo, simplicidade e tamanho, sendo usado principalmente em sistemas de curto alcance.
Outro modo usado para modular a amplitude do sinal óptico é a modulação externa.
Nela, o sinal óptico é gerado em um laser operando em regime de potência constante e
modulado por um modulador externo.
23
A modulação externa é feita em sistemas comerciais, usando moduladores de
eletroabsorção (EAM) ou interferômetros de Mach-Zehnder em niobato de lítio (MZ).
Nos moduladores externos podem ser usados diversos tipos de materiais, como,
LiNbO
3
, LiTaO
3
, GaAs, InP e polímeros.
Os cristais eletroópticos usados nos dispositivos comerciais possuem elevado
coeficiente eletroóptico e a tecnologia de crescimento dos cristais e produção de guias de
onda é bem desenvolvida.
Os semicondutores apresentam diversos fenômenos físicos que possibilitam a geração
e a modulação do sinal, permitindo também a integração no mesmo substrato de laser e
modulador.
Os polímeros são materiais orgânicos que apresentam propriedades eletroópticas
acentuadas. Dado o estado inicial da tecnologia, este grupo de materiais não será abordado
nesta análise.
Existem diversos efeitos que podem ser usados na modulação dos sinais, seja em
amplitude, fase ou polarização. Dentre esses efeitos destacam-se os eletroópticos e os de
eletroabsorção.
Os efeitos eletroópticos são aqueles nos quais uma variação do índice de refração do
material é induzida pela aplicação de um campo elétrico. Dentre os efeitos eletroópticos, dois
são mais conhecidos: o efeito Pockels e o efeito Kerr. No efeito Pockels tem-se uma variação
linear do índice de refração em função do campo elétrico, já no efeito Kerr esta variação é
quadrática [57].
No efeito de eletroabsorção, a absorção óptica de um material é alterada pela aplicação
de um campo elétrico externo. São notáveis os efeitos Franz-Keldysh (EFK) e o efeito Stark
por confinamento quântico (ESQC) [57], [58].
24
2.2 Gorjeio na modulação
A variação de freqüência da portadora ao longo do bit, denominada gorjeio [59], é o
resultado da variação do índice de refração do material do modulador em função do sinal de
modulação aplicado.
O gorjeio de um sinal pode causar efeitos diferentes em uma transmissão óptica,
dependendo da dispersão, relação de compensação de dispersão em linha e potência óptica
lançada.
Diversos fatores podem acarretar mudanças de freqüência da portadora óptica ao longo
da duração do bit. Esses fatores dependem de como é feita a modulação do sinal. Por
exemplo, a modulação direta do laser semicondutor causa gorjeio devido à variação do índice
de refração da cavidade óptica, causada pela variação da corrente elétrica que a atravessa
durante a modulação.
A análise do funcionamento e gorjeio dos moduladores será feita no Capítulo 3.
Quando o gorjeio é dependente da amplitude absoluta do sinal ele é chamado de
adiabático e quando é dependente da variação de potência é chamado de dinâmico ou de
transiente.
A relação entre o desvio de freqüência da portadora e a potência do sinal é dada por
[60], [61]:
)
)(
)(
)(
/)(
(
4
)(
2
1
tP
K
tPK
tP
dttdP
tf −+=∆
π
α
(2.1)
onde f(t) é a variação da freqüência, P(t) é a potência óptica do sinal,
α
é o parâmetro de
gorjeio, K
1
e K
2
são parâmetros de gorjeio adiabático.
Nos sistemas comerciais de comunicações ópticas, o gorjeio adiabático apresenta-se
mais notadamente em sinais modulados diretamente, devido ao fato da modulação ser feita no
próprio laser. Esta condição gera, intrinsecamente, variações de comprimento de onda em
função da variação de densidade de portadores elétricos na cavidade ressonante do laser. O
gorjeio adiabático pode, ocasionalmente, aparecer com intensidades menores em EAMs
integrados fisicamente ao laser [62] quando a isolação elétrica entre o modulador e o laser não
for suficientemente alta. Neste caso, uma parcela da corrente do modulador pode passar pelo
laser, alterando dinamicamente as características do sinal óptico gerado, da mesma forma que
acontece no caso da modulação direta.
Neste estudo será analisado somente o comportamento do gorjeio dinâmico que,
25
doravante, será referido, por simplicidade, apenas por gorjeio.
Considerando somente o gorjeio de transiente (K
1
= K
2
=0) e que
)(2)( tft
dt
d
∆=∆=
πω
φ
(2.2)
(2.1) pode ser simplificada para resultar em:
dt
dP
P
dt
d
2
1
φ
α
=
(2.3)
onde P é a potência instantânea,
é a fase da portadora óptica e t é tempo.
A Figura 2.1 mostra tanto o fenômeno de gorjeio adiabático quanto o de gorjeio
dinâmico ao longo de uma seqüência de bits, no caso de uma modulação direta de um laser
DFB [60].
Na Figura 2.2 são mostrados amplitude e gorjeio de uma seqüência de pulsos gerados
por um modulador do tipo Mach-Zehnder de duplo braço com acionamento em um único
braço a 10 Gbit/s. A descrição desta medida é feita no Capítulo 3.
Figura 2.1: Exemplo de sinal de laser DFB modulado diretamente e excursão de freqüência [60]. A curva azul representa a
variação de freqüência da portadora e a verde a de amplitude.
26
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,0E-04
4,0E-04
6,0E-04
8,0E-04
1,0E-03
1,2E-03
1,4E-03
1,6E-03
1,8E-03
2,0E-03
Potência [W]
Gorjeio [Hz]
Potência [W]
Figura 2.2: Gorjeio e amplitude medidos do sinal de um modulador Mach-Zehnder.
27
2.2.1 Modulador Mach-Zehnder
Os moduladores ópticos em LiNbO
3
, usados em comunicações ópticas, são estruturas
baseadas no interferômetro de Mach-Zehnder. Este tipo de dispositivo é muito difundido em
sistemas de transmissão em taxas maiores ou iguais a 2,5 Gbit/s para longas distâncias.
O esquema básico de um interferômetro de Mach-Zehnder é mostrado na Figura 2.3.
No interferômetro a potência do sinal óptico é dividida em duas partes iguais e aplicada
simultaneamente aos dois braços do modulador. Cada braço do modulador varia,
relativamente, a fase do campo elétrico E do sinal de óptico de um valor +

e –

,
respectivamente. O valor de

varia de acordo com a intensidade do campo elétrico de
modulação aplicado ao longo dos braços. Ao final dos braços, os sinais são recombinados e a
amplitude resultante é função da variação de fase. Como

é função do campo elétrico
aplicado aos braços do modulador, a amplitude passa a ser função do sinal elétrico aplicado.
E=E
0
+
-
E
=
E
0
/
2
E
=
E
0
/
2
)cos(
0
φ
∆= EE
φ
∆+
=
j
e
E
E
2
0
φ
∆−
=
j
e
E
E
2
0
E=E
0
+
-
E
=
E
0
/
2
E
=
E
0
/
2
E
=
E
0
/
2
E
=
E
0
/
2
)cos(
0
φ
∆= EE
φ
∆+
=
j
e
E
E
2
0
φ
∆−
=
j
e
E
E
2
0
Figura 2.3: Esquema básico de um interferômetro de Mach-Zehnder
.
Moduladores Mach-Zehnder podem ser divididos em dois tipos usuais, de acordo com
a alimentação dos sinais. Aqueles com somente uma entrada de sinal de modulação, também
chamados de single-driver, e aqueles com alimentação dupla, em contrafase, conhecidos
como dual-driver. A Figura 2.4, a Figura 2.5 e a Figura 2.6 ilustram cortes transversais dos
guias ópticos, na parte central dos moduladores, para as três configurações mais usuais, e as
respectivas formas de alimentação dos sinais de RF.
As diferenças entre os dois moduladores não se limitam ao modo de alimentação do
sinal de acionamento, mas podem afetar também a amplitude do sinal elétrico de
28
acionamento, necessária para a modulação do sinal óptico, e também a variação de fase ao
longo do intervalo do bit resultante da portadora óptica.
Os moduladores single-driver, por necessitarem de somente um circuito de
acionamento (driver), são soluções mais econômicas, menores volume e consumo, sendo
preferidos na maioria dos casos.
Os circuitos dos moduladores dual-driver exigem a duplicação dos drivers, dos guias
de alta freqüência e diversos componentes do circuito elétrico de modulação, além da
necessidade de um controle dos atrasos entre os sinais aplicados aos braços do modulador
para evitar distorções no formato da modulação. Entretanto, estes dispositivos apresentam a
possibilidade de controlar o gorjeio, por meio da amplitude dos sinais de acionamento
aplicada a cada braço do modulador.
E
λ
E
λ
DADO
DADO
E
M
E
M
E
M
E
λ
E
λ
DADO
DADO
E
M
E
M
E
M
Figura 2.4: Corte Z, Dual-Driver. E
M
é o campo elétrico do sinal de modulação e E
λ
é o campo elétrico do sinal óptico.
E
E
DADO
E
M
λ
λ
Figura 2.5: Corte Z, Single-Driver.
E
E
DADO
E
M
λ
λ
Figura 2.6: Corte X, Single-Driver.
A Figura 2.4 mostra o caso para o qual o sinal óptico é dividido igualmente entre os
dois braços do modulador e que os braços geram defasagens diferenciais, iguais em
amplitude, mas de sentido oposto. No caso mais geral, especificamente o da Figura 2.4,
consideraremos que os dois sinais elétricos aplicados são iguais em forma e síncronos,
podendo apenas ter amplitudes diferentes. Consideraremos também que a geometria do
modulador é perfeitamente simétrica e que os braços do modulador são iguais entre si para
todos os efeitos.
29
Nos moduladores com cristal em corte X o campo elétrico do sinal óptico é paralelo ao
plano dos eletrodos, enquanto que no corte Z a orientação do campo elétrico é perpendicular
ao plano dos eletrodos.
Na Figura 2.3 nota-se que, para um dado campo elétrico do sinal óptico na entrada do
modulador, cuja amplitude é E=E
0
, tem-se na saída do modulador [64]:
onde
1
e
2
são as variações de fase impostas pelos braços 1 e 2 do modulador em função
do sinal elétrico de modulação aplicado a cada um deles. O termo em co-seno de (2.4) reflete
a amplitude do sinal de saída e o termo exponencial representa a fase.
A potência de saída relaciona-se à de entrada segundo o quadrado do campo elétrico,
de modo que P = E E
*
, onde E
*
é o complexo conjugado do campo elétrico. Desta forma, a
potência P e a fase
do sinal óptico na saída do modulador são dadas por:
)
2
(cos
12
2
0
φ
φ
−
= PP
(2.5)
2
12
φ
φ
φ
+
=
(2.6)
Para calcular o valor do parâmetro
do modulador substituem-se (2.5) e (2.6) em
(2.3). Desenvolvendo a equação resultante obtém-se:
)
2
cot(
12
21
21
φφ
φφ
φφ
α
−
−
+
=
dt
d
dt
d
dt
d
dt
d
(2.7)
na qual os valores
1
e
2
são funções das tensões de modulação aplicadas a cada braço do
modulador.
As defasagens sofridas pelos sinais nos braços do modulador variam em função do
índice de refração. Assim,
λ
π
φ
Ln2
=
(2.8)
onde L é o comprimento de interação dos braços do modulador óptico, n é o índice de
refração de cada braço e
λ
é o comprimento de onda do sinal modulado.
A Equação (2.9) fornece a dependência do índice de refração com o campo elétrico de
modulação aplicado [58],
)
2
(
12
0
12
)
2
cos(
φφ
φφ
+
−
=
j
eEE
(2.4)
30
z
E
z
E
z
ErnnEr
n
n
33
3
3
2
1
0
333
0
2
3
2
1
1
−≈
+=
=
−
=
(2.9)
onde n
z
é o índice total de refração do eixo z, n
3
|
E=0
o índice de refração do eixo z em
condições de campo elétrico nulo, r
33
constante do tensor eletroóptico e E
z
o campo elétrico
ao longo do eixo z.
Substituindo (2.9) em (2.8) tem-se:
(
)
z
Ernn
L
33
3
3
2
1
3
2
−=
λ
π
φ
(2.10)
O campo elétrico de modulação E
z
pode ser representado em função da tensão aplicada
a cada braço do modulador [64]. Assim, (2.10) pode ser escrita na forma:
Γ
−=
D
V
rn
Ln
33
2
3
2
1
3
1
2
λ
π
φ
(2.11)
onde
é a integral de sobreposição entre o campo elétrico de modulação [64] e o campo
óptico, V
é a tensão aplicada a cada braço e D é a distância entre os eletrodos do modulador.
O primeiro termo de (2.11) é a fase relativa à propagação do sinal no guia e o segundo
termo é a fase devida à modulação do sinal.
Em moduladores Mach-Zehnder acrescenta-se, também, um sinal de polarização a um
dos dois braços para manter o dispositivo funcionando em torno do ponto de 50% de
transmitância. Este sinal de polarização é necessário para manter o desvio de fase relativa
entre os dois braços do modulador em um ponto que permita a máxima excursão de amplitude
do sinal óptico, pois pequenas variações na simetria dos dois braços alteram as condições de
interferência dos campos elétricos do sinal óptico na saída do modulador, influindo na
modulação. Este desbalanceamento do interferômetro pode ser causado por imperfeições no
processo produtivo ou, até mesmo, pela variação de temperatura do dispositivo.
Substituindo (2.11) em (2.5) e considerando um sinal V
b
de polarização somado a V
1
obtém-se:
−Γ
+
Γ
=
λ
π
λ
π
D
VVrLn
D
VrLn
P
P
b
)(
cos
2133
3
333
3
3
2
0
(2.12)
No ponto de polarização de 50% da transmitância (P/P
0
= 1/2), quando nenhuma
modulação é aplicada (V
1
= V
2
= 0), tem-se:
4
33
3
3
π
λ
π
=
Γ
D
VrLn
b
(2.13)
31
Nota-se que as tensões V2 e V1 são valores alternados e de média zero. Os
dispositivos comerciais apresentam entradas separadas para o sinal de polarização V
b
, que tem
acoplamento em corrente contínua, e para as entradas V1 e V2, que são desacopladas em
corrente contínua.
Substituindo (2.11) e (2.13) em (2.7) e desenvolvendo obtém-se:
Considerando que os sinais aplicados nos dois braços são iguais, diferindo apenas em
amplitude, pode-se impor a condição:
21
kVV =
(2.15)
Definindo o parâmetro V
como a tensão necessária para haver 180° de variação de
fase nos braços do modulador, o que causa uma excursão do sinal entre 0% e 100% de
transmitância, de (2.12):
Γ
=
33
3
3
2 rLn
D
V
λ
π
(2.16)
Substituindo (2.15) e (2.16) em (2.14) obtém-se:
−
+
+
−
=
π
π
π
α
V
kV
k
k
2
)1(
4
cot
1
1
2
(2.17)
Como termo de comparação entre moduladores, o parâmetro
é considerado
somente no ponto de 50% de transmitância [59]. Porém, este parâmetro pode ser considerado
também em outros pontos de operação.
De (2.17) nota-se que a configuração dual-driver permite o controle do parâmetro
de acordo com as tensões de modulação. A Tabela 2.1 mostra alguns valores de
para várias
condições de modulação do modulador dual-driver.
Tabela 2.1: Valores de α e k em função das tensões de pico aplicadas aos braços do modulador.
V
1
V
2
k
α
αα
α
V
0
∞
1
0 -V
0 -1
V
/2 -V
/2 -1 0
No primeiro caso da Tabela 2.1 tem-se a modulação aplicada somente à entrada V
1
,
enquanto nenhum sinal é aplicado à entrada V
2
. O segundo caso é o oposto do primeiro, sendo
−Γ
+
−
+
=
λ
π
π
α
D
VVrLn
dt
dV
dt
dV
dt
dV
dt
dV
)(
4
cot
2133
3
3
21
21
(2.14)
32
a modulação aplicada somente à entrada V
2
, enquanto nenhum sinal é aplicado à entrada V
1
e
no terceiro caso a modulação é feita simultaneamente nas duas entradas, com sinais de
acionamento em contrafase.
Os três casos da Tabela 2.1 são casos típicos de operação deste tipo de modulador.
Nesses casos, usa-se a modulação em apenas um dos braços, obtendo-se um sinal com gorjeio
ou, no caso de acionamento simultâneo dos dois braços de forma simétrica, consegue-se um
sinal sem gorjeio.
O acionamento do modulador de forma simétrica, ou seja, com sinais de amplitudes
iguais, mas em contrafase nos dois braços do modulador também modela o comportamento do
modulador single-drive em corte X.
Embora os casos citados acima sejam os mais usuais, também é possível a operação do
modulador dual-driver em outros regimes de operação. Nesses casos podem-se aplicar
tensões de modulação nos dois braços simultaneamente, mas com amplitudes diferentes
daquela citada na Tabela 2.1. Usando esse recurso é possível, conforme se pode notar em
(2.17), obter praticamente qualquer valor de
.
A título de ilustração, a Figura 2.7 mostra o resultado de uma simulação usando V
=
5V e k = 0,5 ou seja, o valor pico-a-pico de V
2
é -5V e o de V
1
é -10V. Schiess e Carldém [78]
mostraram resultados semelhantes.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
0 1 2 3 4 5
V2-V1 [V]
Transmitância
-3
-2,7
-2,4
-2,1
-1,8
-1,5
-1,2
-0,9
-0,6
-0,3
0
Parâmetro
α
α
α
α
Transmitância
Alfa
Figura 2.7: Curva de transmitância e em função da tensão diferencial aplicada.
No caso do modulador com cristal em corte z e na configuração single-driver,
conforme mostrado na Figura 2.5, a distribuição do campo elétrico dos eletrodos não é
33
simétrica, pois o primeiro braço do modulador está diretamente sob o eletrodo, enquanto o
segundo está sob o plano de terra. Como o campo elétrico nos guias ópticos está mais
próximo dos eletrodos, o campo elétrico do sinal de modulação é mais intenso e,
conseqüentemente, a modulação de fase nos braços do modulador é mais intensa. Com essa
topologia consegue-se uma redução da tensão de modulação da ordem de 75% a 80% [64].
As diferenças de intensidade entre os campos elétricos nos guias que estão sob o
eletrodo e sob plano de terra causam uma diferença na modulação da fase nos dois braços do
modulador. Efeito intrínseco dessa geometria é um valor residual de gorjeio. Geralmente, os
moduladores single-driver com corte z apresentam valores de
da ordem de 0,6 [66], [67].
A Figura 2.6 mostra a configuração single-driver com corte X. Devido à simetria do
campo elétrico de modulação nos dois braços, estes dispositivos apresentam valores de
muito próximos a zero. Estes valores correspondem à configuração dual-driver em corte Z
quando os eletrodos de modulação são acionados por sinais de mesma amplitude e fases
invertidas. As duas configurações single-driver não apresentam possibilidade de controle do
parâmetro
.
O gorjeio do sinal na saída do modulador é função da variação de fase do sinal ao
longo do intervalo do bit.
Dentro dos braços do modulador a fase do campo elétrico do sinal é função da
variação ao longo da propagação do guia e da modulação do índice de refração. Considerando
que os braços do modulador são iguais, desconsiderando a fase comum do sinal, incluindo o
sinal de polarização V
b
no sinal de modulação, substituindo (2.16) em (2.12) e simplificando
obtém-se:
−
==
π
π
V
VV
T
P
P
2
)(
cos
21
2
0
(2.18)
onde T
∈
[0;1] é a transmitância do modulador.
A fase do sinal óptico na saída do modulador é obtida substituindo-se (2.11) e (2.16)
em (2.6). Simplificando a expressão obtém-se:
π
π
φ
V
VV
2
)(
21
+
=
(2.19)
Quando o acionamento do modulador é feito em apenas um braço, substituindo (2.18)
em (2.19) e simplificando obtém-se:
34
=
π
π
V
V
T
2
cos
2
(2.20)
)arccos( T=
φ
(2.21)
Quando V
1
é igual a V
2
obtém-se:
cteT
=
(2.22)
π
π
φ
V
V
=
(2.23)
onde
T
é constante e depende do ponto de polarização do sinal.
Nesta configuração o modulador comporta-se como modulador de fase sem variar a
amplitude do sinal.
Quando
V
1
= -V
2
= V/2,
obtém-se:
=
π
π
V
V
T
2
cos
2
(2.24)
0
=
φ
(2.25)
Neste caso, o modulador não causa variação de fase no sinal óptico de saída.
35
2.2.2 Modulação por Eletroabsorção
Nos moduladores de eletroabsorção o gorjeio ocorre basicamente pela mesma razão
que nos lasers modulados diretamente, ou seja, a variação dos portadores causa variações de
índice de refração do material do guia óptico.
Diferentemente dos lasers diretamente modulados, no caso ideal o sinal passa pelo
modulador uma única vez, reduzindo sensivelmente a variação do comprimento de onda
durante o bit.
O tipo de gorjeio causado pelo modulador de eletroabsorção é preponderantemente do
tipo dinâmico, sendo que o gorjeio adiabático pode ocorrer em lasers com modulador
integrado. O gorjeio adiabático nesse tipo de montagem ocorre devido à corrente de
modulação que pode fluir por parte do laser como resultado de uma má isolação elétrica entre
a seção moduladora e a seção do laser do dispositivo.
Os valores de que um EAM pode apresentar dependem do projeto do dispositivo e
da tensão de polarização do dispositivo, variando tipicamente de -3 a 3 [62], [67] e [68].
A variação do índice de refração do guia óptico do modulador de eletroabsorção é o
resultado da variação da atenuação do sinal óptico, sendo que a variação de atenuação é o
fator que gera a modulação.
Dado um modulador de comprimento
L
, considerando um campo elétrico de entrada
E
in
e um campo de saída
E
out
, o sinal na saída é:
Ltnk
inout
i
eEtE
)(
0
)( =
(2.26)
A fase do sinal óptico
(t)
de saída é:
Ltnkt
ro
)()( =
φ
(2.27)
onde
k
0
é a constante de propagação do guia óptico,
n
i
(t)
é a atenuação do guia, dada pela
parte imaginária do índice de refração, e
n
r
(t)
é a parte real do índice de refração.
Substituindo (2.26) e (2.27) em (2.3) e após alguma manipulação algébrica, obtém-se
o valor do parâmetro do modulador [69] - [71]
:
i
r
n
n
=
α
(2.28)
36
De maneira geral, quando se tem uma variação na perda, dada pela variação da parte
imaginária do índice de refração de um material, tem-se também uma alteração na parte real
do índice de refração, dada pela relação de Kramers-Kronig [72], [73].
Para um dado comprimento de onda de referência
ref
,
os valores de atenuação e índice
de refração se relacionam de acordo com [74]:
−
∆
+
−
∆
=∆
∞
+
→
−
→
λ
λλ
λ
λ
λλ
λ
π
λ
λ
ελ
ε
ελ
ε
d
n
d
n
n
ref
ref
ref
ref
ii
ref
r
22
0
0
22
0
2
2
)(
lim
)(
lim
2
)(
(2.29)
Os moduladores por eletroabsorção apresentam variações da atenuação do guia em
função do ponto de polarização no qual operam. O parâmetro também varia em função do
ponto de polarização, permitindo que se controle seu valor.
Uma característica importante da variação de com a variação do ponto de
polarização do EAM é a mudança da transmitância deste em função do ponto de polarização.
Exemplos desta variação e de em função da tensão de polarização do modulador são
mostrados na Figura 2.8. Estas curvas foram obtidas experimentalmente por Cartledge et al
[67].
(a)
(b)
(c)
Figura 2.8: Absorção e α em função da polarização para três EAMs diversos [67].
37
A tensão de polarização aplicada ao modulador varia a transmitância do modulador, que
influencia a potência média de saída do laser. Esta variação pode ser compensada variando-se
a potência do laser. Pode-se também atuar sobre a temperatura de trabalho do modulador para
otimizar a qualidade do sinal óptico gerado.
38
2.3 Dispersão cromática
O campo elétrico de uma onda eletromagnética propagando-se por uma fibra óptica
monomodo pode ser representado por:
)(
0
ztj
eEE
βω
−
=
(2.30)
onde E
0
é a amplitude máxima do campo, é a freqüência angula do campo, t é o tempo, z é
a distância e é a constante de fase, dada pela equação (2.31).
c
n
eff
ω
β
=
(2.31)
onde n
eff
é o índice de refração efetivo da onda, é a freqüência angular e c é a velocidade da
luz no vácuo.
O índice efetivo varia com a freqüência devido a variações do índice de refração do
material e do guia de onda óptico. Quanto às variações de índice de refração do material pode-
se dizer que estas variações estão relacionadas com as freqüências de ressonância
características dos elétrons de ligação, nas quais o material absorve as radiações
eletromagnéticas. Em freqüências distantes das de ressonâncias o índice de refração pode ser
aproximado pela equação de Sellmeier [76] - [78],
=
−
+=
M
j
j
jj
B
n
1
22
2
2
1)(
ωω
ω
ω
(2.32)
onde B
j
é o parâmetro de intensidade da oscilação j,
j
é a j-ésima freqüência de ressonância
e, para fibras ópticas, adota-se M=3.
O índice efetivo também varia com as condições de guiamento, que é função de
diversos parâmetros como a geometria, níveis de dopagens das diversas camadas, tipos de
dopantes usados, freqüência do sinal etc.
A forma mais comum de representar é por meio de expansão em série de Taylor
...)()()()(
3
03
6
1
2
02
2
1
010
+−+−+−+=
ωωβωωβωωββωβ
(2.33)
onde
0
é a freqüência de referência e é freqüência.
Para uma parcela significativa das aplicações em sistemas de transmissão basta
considerar os termos até
3
. Os parâmetros
0
a
3
são dados por [77] e [78]:
c
n
eff
0
00
)(
ω
ωβ
=
(2.34)
39
g
v
1
1
=
β
(2.35)
c
D
π
λ
β
2
2
2
−=
(2.36)
2
2
2
3
3
)
2
(
)
4
(
λ
π
β
λ
π
β
c
c
S −
=
(2.37)
onde v
g
é a velocidade de grupo, D é o coeficiente de dispersão cromática dado pelo
fabricante,
é o comprimento de onda do sinal no qual foi medido o parâmetro D e S é a
variação do parâmetro D em função do comprimento de onda em torno de
.
Para fibras comerciais, as relações entre D e S, os valores máximos e mínimos e os
respectivos métodos de medida são regidos por normas internacionais [25] - [28].
A dispersão cromática causa deformações nos pulsos ópticos transmitidos que são tão
mais sensíveis quanto maiores forem as distâncias percorridas e a taxa de transmissão.
A deformação causada pela dispersão cromática em uma seqüência de 10 bits a 10Gb/s
pode ser vista na Figura 2.9. Nela estão representados os bits na saída do transmissor e com
uma dispersão acumulada de 1000ps/nm.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
1,1
1,2
1,3
0,E+00 1,E-10 2,E-10 3,E-10 4,E-10 5,E-10 6,E-10 7,E-10 8,E-10 9,E-10 1,E-09
Tempo [s]
Potência normalizada
0 ps/nm
1000 ps/nm
Figura 2.9: Seqüência de bits a 10Gb/s simulada para dois valores de dispersão cromática.
Enquanto a fibra óptica por onde o sinal passa não apresentar efeitos de não-
linearidades significativos, a transmissão pelo enlace pode ser considerada linear. Em
condições de transmissão lineares os efeitos da dispersão podem ser compensados
acrescentando-se elementos de compensação de dispersão.
40
Os compensadores de dispersão são feitos de maneira a apresentar dispersões
cromáticas de sinal inverso àquele da dispersão da fibra. Assim, o valor da dispersão
acumulada ao final do enlace se reduz, minimizando a deformação dos bits transmitidos. Os
dispositivos mais comuns de compensadores de dispersão cromática são as fibras de
compensação de dispersão (DCF) e as redes de Bragg.
41
2.4 Automodulação de fase
A automodulação de fase é imposta pelo material no qual o sinal óptico se propaga em
função da variação do índice de refração sob a ação do campo elétrico do sinal.
De maneira simplificada, pode-se dizer que o índice de refração do núcleo da fibra
óptica se comporta conforme [77]:
2
21
Ennn +=
(2.38)
onde
n
1
é o índice de refração linear (para baixos sinais),
n
2
é o coeficiente não-linear do
índice de refração e
E
é o campo elétrico do sinal propagante.
Como
n
2
é um valor positivo, nota-se que durante a transição positiva de um pulso
propagando-se pela fibra o índice de refração aumenta com o aumentar da potência do pulso.
Este aumento do índice faz a frente do bit sofrer uma diminuição na velocidade de
propagação, à medida que a intensidade do pulso cresce, resultando em um atraso na fase da
portadora óptica com relação à fase do pulso original.
Durante os níveis 0 e 1 do bit, a fase imposta pela variação do índice de refração se
mantém constante mas, nas transições positiva e negativa, a fase muda ao longo do tempo,
resultando em uma variação de freqüência. Esta variação na freqüência da portadora durante
as transições é o gorjeio, como já foi explicado na Seção 2.2.
Consideremos agora a equação não-linear de Schrödinger que governa a propagação
dos pulsos ópticos em uma fibra monomodo [77]:
AA
dt
Ad
aA
j
dz
dA
j
2
2
2
2
2
1
2
γβ
+−−=
(2.39)
onde
A
é o campo elétrico normalizado em função do tempo;
a
é a atenuação;
2
é dado por
(2.36) e
é a constante normalizada de não-linearidade.
A equação não-linear de Schrödinger, assim como se apresenta, não considera termos
referentes ao ganho Raman e nem as dispersões cromáticas de ordens mais elevadas, podendo
ser usada com boa precisão para pulsos de duração maior que 1 ps.
A constante normalizada de não-linearidade
é dada por [77]:
eff
cA
n
ω
γ
2
=
(2.40)
onde
c
é a velocidade da luz no vácuo,
é a freqüência angular da portadora óptica e
A
eff
é a
área eficaz do núcleo da fibra.
A área efetiva do núcleo da fibra é definida por [77]:
42
∞
∞−
∞
∞−
∞
∞−
∞
∞−
=
dxdyyxE
dxdyyxE
A
eff
4
2
2
),(
),(
(2.41)
onde
E(x,y)
é a distribuição do campo elétrico dentro da fibra.
A expressão do campo elétrico do pulso óptico é dada por:
),(),(
)
2
.
(
0
ztUePztA
za−
=
(2.42)
onde
U(t,z)
é a envoltória do pulso, normalizado no tempo e na amplitude e
P
0
é a potência de
pico do sinal.
A potência do sinal é dada por:
2
).(
0
),(),( ztUePztP
za−
= (2.43)
Substituindo (2.42) em (2.39) obtém-se:
UUPe
dt
Ud
Tdz
dU
j
az
2
)(
2
2
2
0
2
1
−
+−=
γβ
(2.44)
onde T
0
é a duração do pulso óptico.
Para determinar o gorjeio imposto pela automodulação de fase, exclui-se a dispersão
cromática da fibra para evitar deformações no pulso ao longo da propagação. Neste caso,
2
=0. A Equação (2.44) torna-se:
Para efeito de análise as seqüências de bits podem ser divididas em seqüências de bits
1 separadas por valores muito baixos de potência, correspondendo às seqüências de bits 0. Na
análise da distorção dos pulsos, tanto por automodulação de fase como por gorjeio e
dispersão, serão consideradas somente as seqüências de bits 1 por que nelas se encontra
praticamente toda a energia que será redistribuída pela ação desses fenômenos.
Pode-se considerar, sem perda de generalidade, uma seqüência de n bits 1 em formato
NRZ como sendo um único pulso RZ de duração igual a n vezes a largura de um bit 1 isolado.
A Equação (2.46) modela o formato do campo elétrico dos pulsos NRZ,
onde T
0
é a duração do pulso e m é a ordem do pulso.
UUPe
dz
dU
j
za
2
).(−
=
γ
(2.45)
−=
m
T
t
tU
2
0
2
2
)2ln(
exp),0(
(2.46)
43
A duração dos pulsos modelados em (2.46) depende da quantidade de bits 1 da
seqüência e da taxa de transmissão do sinal. Para representar as várias seqüências de pulsos
possíveis, compostos por n bits 1, e não somente aqueles compostos por bits 1 isolados (n=1),
atribui-se à variável T
0
o valor correspondente à duração da seqüência de n bits 1. Desta
maneira, cada possível seqüência de bits 1 (cercados por zeros) torna-se um único pulso de
largura correspondente ao número de bits 1 que a compõem.
O fator m de (2.46) determina o tempo de subida e descida das bordas das seqüências
de bits. Este número é fixo para um determinado tempo de transição, qualquer que seja a
duração da seqüência.
Este formato de pulso foi considerado, no lugar do modelo supergaussiano,
comumente usado na literatura, por apresentar maior concordância com os pulsos NRZ,
gerados por moduladores Mach-Zehnder em niobato de lítio, tanto no formato da amplitude
como no da fase. O valor da potência normalizada do pulso é:
A Figura 2.10 mostra a comparação entre o modelo dado por (2.46) para m = 2,1 e um
diagrama de olho medido a 10 Gbit/s com tempo de subida e de descida considerados entre os
pontos de 10% e 90% da amplitude de pico de 33 ps. Os tempos de subida e descida
considerados nessas condições são representados por t
10-90
e t
90-10
, respectivamente.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
1,1
-1 -0,5 0 0,5 1
Tempo/Tbit
Potência normalizada
Experimental
Modelo
Figura 2.10: Comparação entre um diagrama de olho medido experimentalmente e modelado segundo (2.46), para m = 2,1.
−=
m
T
t
tU
2
0
2
2
)2ln(exp),0(
(2.47)
44
Para se determinar o valor da ordem m do pulso usando os parâmetros convencionais
t
10-90
e t
90-10
parte-se de (2.43) que, simplificada para z = 0, torna-se:
O pulso gerado usando (2.47) é simétrico em torno ao instante zero, assim t
10-90
é igual
a t
90-10
.
No instante t
10
no qual a amplitude do sinal é 10% do valor de pico e em t
90
no qual a
amplitude é 90% do valor de pico tem-se:
Simplificando (2.49) e (2.50) e isolando os termos dependentes de t obtém-se:
Como T
0
é positivo e considerando a transição de descida do pulso onde t é positivo
desenvolvem-se (2.51) e (2.52) para explicitar as variáveis t
10
e t
90
. Os resultados são:
Subtraindo (2.54) de (2.53) obtém-se:
Para determinar o valor da ordem m do pulso é necessário resolver (2.55) para m em
função de t
10-90
. A solução pode ser obtida de maneira numérica ou, aceitando um pequeno
erro no valor de m, usando uma curva de ajuste.
A curva de ajuste adotada foi obtida pelo método dos mínimos quadrados e é dada por:
0
2
)(
),0(
P
tP
tU =
(2.48)
−==
m
T
t
P
tP
2
0
10
0
10
2
)2ln(exp1,0
)(
(2.49)
−==
m
T
t
P
tP
2
0
90
0
90
2
)2ln(exp9,0
)(
(2.50)
m
T
t
2
0
10
2
2
)1,0(log −= (2.51)
m
T
t
2
0
90
2
2
)9,0(log −= (2.52)
m
T
t
2
2
0
10
)1,0(log
2
−=
(2.53)
m
T
t
2
2
0
90
)9,0(log
2
−=
(2.54)
(
)
mm
T
t
2
2
2
2
0
9010
)9,0(log)1,0(log
2
−−−=
−
(2.55)
9010
0
728614,0
−
=
t
T
m
(2.56)
45
As curvas de m em função de t
10-90
obtidas usando (2.56) e a curva de ajuste (2.57) são
comparadas na Figura 2.11.
O erro máximo de m dado pela curva de ajuste em relação aos valores dados por (2.55)
considerados para o intervalo de t
10-90
entre 20% e 60% do tempo de bit foi inferior a ±2%.
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
4
4,5
5
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
T(10%-90%)/T0
Ordem do pulso
m
ajuste
Figura 2.11: Ordem do pulso NRZ em função do tempo de transição entre 10% e 90% da amplitude de pico, normalizado em
relação ao período do bit.
Retornando à dedução do valor do parâmetro
α
causado pela automodulação de fase
na fibra, substituindo (2.46) em (2.45) e desenvolvendo, obtém-se um solução do tipo:
[
]
),(exp),0(),( tzjtUtzU
NL
φ
=
(2.57)
onde
NL
é a fase do campo elétrico imposta pela automodulação de fase e é dada por:
(
)
−
−=
−
a
e
tUPtz
az
NL
1
),0(),(
2
0
γφ
(2.58)
Porém, para propagação em longas distâncias,
(
)
aa
e
az
z
11
lim =
−
−
∞→
(2.59)
A atenuação de fibras ópticas na região de 1550 nm é da ordem de 0,2 dB/km. Assim,
1/a
21,7 km. Essa distância é chamada de comprimento não-linear da fibra [77].
Substituindo (2.58) em (2.57), obtém-se:
( )
−
−=
−
a
e
tUPjtUtzU
az
1
),0(exp),0(),(
2
0
γ
(2.60)
46
Simplificando (2.60) e usando (2.59) para o caso de transmissão de longa distância,
obtém-se:
A fase do sinal óptico imposta pela automodulação, como se pode notar em (2.60) e
(2.61), varia linearmente com a potência do sinal, na forma:
Para calcular o parâmetro
do pulso, devido a automodulação de fase, substitui-se
(2.47), (2.57) e (2.58) em (2.3).
O parâmetro
é calculado no ponto de meia altura do pulso, ou seja, P=P
0
/2. Assim, o
valor resultante de
é dado por:
De (2.61) nota-se que o formato de saída do sinal é igual ao de entrada e o campo
difere apenas em dois fatores, a intensidade reduzida pela atenuação da fibra e a fase causada
pela automodulação de fase.
A Tabela 2.2 mostra os valores de
causados pela automodulação de fase em função
da potência de pico dos pulsos para um único enlace usando uma fibra do tipo SMF-28 [26].
O comprimento do enlace considerado deve ser muito maior que o comprimento não-linear da
fibra (21,7 km, no caso). Os valores de potência apresentados são valores usuais de sistemas
ópticos comerciais.
Foram usados os seguintes valores: a = 0,2 dB/km,
= 1,3174 W
-1
.km
-1
, A
eff
= 80
m
2
,
n
2
= 2,6.10
-20
m
2
/W e
= 1,55
m.
Tabela 2.2: Valores de e fase de pico impostos pela automodulação de fase.
P [dBm]
α
αα
α
φ [°]
φ [°]φ [°]
φ [°]
0 -0,029
-1,64
10 -0,286
-16,39
20 -2,861
-163,92
−=
2
0
),0(exp),0(),( tU
a
Pj
tUtzU
γ
(2.61)
2
0
),0()( tU
a
P
t
NL
γ
φ
−=
(2.62)
a
P
γ
α
−=
(2.63)
47
A Figura 2.12 mostra a fase do sinal e o valor de causados pela automodulação, em
função da potência lançada em um enlace de fibra SMF-28 de comprimento superior (100
km) ao comprimento não-linear (2.59).
-3
-2,5
-2
-1,5
-1
-0,5
0
0 0,02 0,04 0,06 0,08 0,1 0,12
Potência de pico [W]
Alfa
-180
-150
-120
-90
-60
-30
0
Fase [°]
Alfa
Fase [°]
Figura 2.12: Fase e α devidas a automodulação de fase em função da potência do sinal.
Nota-se, na Tabela 2.2, que os valores de causados pela automodulação de fase são
comparáveis, em módulo, com aqueles que um modulador, seja de eletroabsorção, Mach-
Zehnder com gorjeio ou com modulador de fase em série, podem gerar. Nestas condições, é
possível conseguir controlar todo ou parte do gorjeio no sistema de transmissão, otimizando o
desempenho do sistema de transmissão.
48
2.5 Gorjeio na transmissão
O gorjeio gerado na transmissão, juntamente com aquele gerado pela automodulação de
fase durante a propagação na fibra alteram, na presença de dispersão cromática, o formato do
pulso propagado. Esta distorção pode melhorar ou piorar o desempenho do sistema de
transmissão, de acordo com o tipo e intensidade da distorção obtida.
Na transmissão, um pulso no formato NRZ é da forma mostrada na Figura 2.10. A
presença do gorjeio na modulação, por si só, não gera deformações no formato. Para que tal
ocorra é necessário que as componentes espectrais do sinal se redistribuam no tempo. A
dispersão cromática da fibra exerce essa função.
Na Figura 2.13 são mostrados diferentes diagramas de olho, obtidos por simulação
numérica, de uma transmissão a 10 Gbit/s por 100 km de fibra G.652. A potência na
transmissão foi mantida baixa para que os efeitos da automodulação de fase fossem
desprezíveis.
Nota-se na Figura 2.13 (b) que, quando o valor da dispersão cromática residual não é
nula, existe uma deformação do diagrama de olho mesmo quando o sinal transmitido não tem
gorjeio. Isso se deve ao rearranjo das componentes espectrais do pulso ao longo do tempo.
Quando um gorjeio de transiente é aplicado ao sinal, seja na geração que ao longo da
propagação na fibra, as frontes de subida e descida deslocam-se no espectro de freqüências.
Na presença de dispersão cromática, a variação de freqüência das bordas das seqüências
de pulsos desloca, de maneira diversa das demais partes dos pulsos, a energia nelas
concentrada.
A energia das bordas das seqüências de pulsos se desloca no tempo de maneira
diretamente proporcional ao desvio de freqüência da portadora e à dispersão cromática
acumulada.
O efeito dessa redistribuição de energia ao longo da seqüência de pulsos causa
deformações no formato que podem resultar no fechamento do diagrama de olho (Figura 2.13
(a)) ou na sua abertura (Figura 2.13 (c)).
49
(a)
(b)
(c)
Figura 2.13: Diagramas de olho para uma transmissão a 10 Gbit/s com dispersão cromática acumulada de 1600 ps/nm (100 km
de fibra G. 652) e diversos valores de no transmissor. (a) >0; (b) =0 e (c) <0.
O caso ótimo de deformação ocorre quando a energia das bordas da seqüência de bits
desloca-se para o centro do bit 1 adjacente. Nesta condição, dois fenômenos contribuem para
a melhora do desempenho do sistema. O primeiro é a concentração de energia no centro dos
bits 1 das bordas das seqüências e o segundo é que parte da energia provém dos bits 0
adjacentes às bordas, reduzindo ainda mais o nível de potência destes bits e melhorando a
razão de extinção do sinal para esses bits.
Nota-se que os bits que não estão nas bordas das seqüências, ou que não sejam bits 1 ou
0 isolados, não são afetados de maneira significativa pela deformação causada pela ação
conjunta gorjeio- dispersão.
A Figura 2.14 mostra dois diagramas de olho para 10 Gbit/s. Esses diagramas foram
montados a partir de medidas de uma seqüência de 32 bits devidamente sobrepostos para a
formação dos diagramas de olho. A seqüência de bits foi amostrada em 2048 pontos, usando a
média de 128 amostras do mesmo sinal para reduzir os ruídos. Na Figura 2.14 (a) se vê o
diagrama de olho na saída do transmissor, onde ainda não ocorreu qualquer deformação
devida a fenômenos relativos à propagação. Na Figura 2.14 (b) os efeitos conjuntos da
dispersão cromática, do gorjeio e da automodulação de fase foram tais que provocaram a
deformação do diagrama de olho que maximiza sua abertura no centro dos bits adjacentes às
bordas das seqüências.
50
(a)
(b)
Figura 2.14: Diagramas de olho a 10 Gbit/s. (a) Saída do transmissor, sem re-distribuição de energia ao longo dos bits. (b)
Caso ótimo de concentração da energia das bordas das seqüências no centro dos bits 1 adjacentes.
Para que se possa controlar a redistribuição de energia ao longo dos bits e obter o maior
desempenho possível da transmissão, é necessário que haja o perfeito controle do gorjeio do
modulador que, quando adicionado àquele produzido pela automodulação de fase, na presença
da dispersão cromática, produza um efeito ótimo.
É possível controlar a amplitude da modulação de fase em função do tempo no
modulador para se minimizar a parte indesejada do gorjeio da automodulação de fase e,
conseqüentemente, otimizar o desempenho da transmissão.
Considerando o formato do pulso como o descrito em (2.47), a fase do sinal na saída do
modulador dual-drive acionado em um braço é dada por (2.21), onde
Substituindo (2.47) em (2.64) e o resultado em (2.21) obtém-se:
No caso da fase provocada pela automodulação, a fase acompanha a potência do sinal
lançado na fibra, conforme (2.62). Substituindo (2.47) em (2.62) obtém-se:
2
0
),0(
)(
tUT
P
tP
==
(2.64)
−=
m
T
t
t
2
0
2
2
)2ln(
exparccos)(
φ
(2.65)
−−=
m
T
t
a
P
t
2
0
0
2
)2ln(exp)(
γ
φ
(2.66)
51
A Figura 2.15 mostra a comparação de duas simulações feitas para a fase gerada por
um modulador Mach-Zehnder acionado em um braço e a fase gerada pela automodulação para
um pulso a 10 Gbit/s. Foi adotado t
10-90
= 30 ps,
= 1 e os valores de pico das fases geradas
foram de 90°. Na Figura 2.15 é mostrada também a diferença entre as fases ao longo do
tempo. Nota-se que mesmo tendo amplitudes iguais, o formato não é perfeitamente igual. Por
outro lado, percebe-se também que a redução da fase residual, quando somadas, é
significativa.
-100
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
100
-1,5E-10 -1,0E-10 -5,0E-11 0,0E+00 5,0E-11 1,0E-10 1,5E-10
Tempo [s]
Fase [°]
Modulador
Automodulação
Diferença
Figura 2.15: Comparação da fase do sinal gerada por um modulador MZ e pela automodulação de fase para um pulso de
100ps de largura a meia altura.
Para se determinar o gorjeio de um modulador Mach-Zehnder acionado em um único
braço substitui-se (2.65) em (2.2) e isola-se o termo da freqüência.
dt
d
tf
φ
π
2
1
)(
=∆
(2.67)
Calculando-se a derivada da expressão da fase em função do tempo obtém-se:
−−
−
=
m
m
m
T
t
T
t
T
t
t
m
dt
d
2
0
2
0
2
0
2
)2ln(exp1
2
2
)2ln(
exp
2)2ln(
φ
(2.68)
Substituindo (2.47) e (2.64) em (2.67) obtém-se:
52
T
T
T
t
t
m
dt
d
m
−
=
1
2)2ln(
2
0
φ
(2.69)
Onde T é a transmitância do modulador dada por (2.64).
Como
m
T
t
T
2
0
2
)2ln()ln( = (2.70)
Substituindo (2.70) em (2.69) e o resultado em (2.67) obtém-se:
T
T
t
Tm
tf
−
=∆
12
)ln(
)(
π
α
(2.71)
onde
f(t) é o desvio de freqüência, t é o tempo cuja origem é o centro do bit e T é a
amplitude normalizada do pulso, dada por (2.64).
A Figura 2.16 mostra o desvio de freqüência ao longo de um bit a 10 Gbit/s, com t
10-90
= 30 ps do sinal gerado por um modulador Mach-Zehnder de duplo braço com
= 1.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
1,1
1,2
-2,0E-10 -1,5E-10 -1,0E-10 -5,0E-11 0,0E+00 5,0E-11 1,0E-10 1,5E-10 2,0E-10
Tempo [s]
Potência normalizada
-6,E+09
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
6,E+09
Freqüência [Hz]
Potência
Freq [Hz]
Figura 2.16: Curva de potência normalizada e desvio de freqüência ao longo do bit para modulador Mach-Zehnder com α=1.
Para o desvio de freqüência causado pela automodulação de fase o procedimento é
análogo ao do cálculo do desvio de freqüência do modulador Mach-Zehnder. Substitui-se
(2.47) em (2.62) e o resultado em (2.67). Assim,
−−=∆
m
T
t
dt
d
a
P
tf
2
0
0
2
)2ln(exp
2
)(
π
γ
(2.72)
Mas,
53
−−=
−
mmm
T
t
T
t
t
m
T
t
dt
d
2
0
2
0
2
0
2
)2ln(exp
22)2ln(2
)2ln(exp
(2.73)
Então, substituindo (2.73) em (2.72) e aplicando (2.70) ao resultado obtém-se:
t
TTm
tf
NL
π
φ
)ln(
)( =∆
(2.74)
A Figura 2.17 mostra o desvio de freqüência ao longo de um bit a 10 Gbit/s, com t
10-90
= 30 ps de um sinal com fase não-linear de pico de -1 radiano.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
1,1
1,2
-2,0E-10 -1,5E-10 -1,0E-10 -5,0E-11 0,0E+00 5,0E-11 1,0E-10 1,5E-10 2,0E-10
Tempo [s]
Potência normalizada
-6,E+09
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
6,E+09
Freqüência [Hz]
Potência
Freq [Hz]
Figura 2.17: Curva de potência normalizada e desvio de freqüência ao longo do bit para automodulação com fase não-linear de
pico de -1 radiano.
No caso do gorjeio gerado no modulador, quando apenas um braço é acionado, a fase é
alterada em apenas um dos braços enquanto no outro permanece inalterada. Como a
amplitude dos sinais que percorrem os dois braços é igual, a fase do sinal na saída do
modulador é a média das fases nos dois braços. A fase em cada braço do modulador, como
visto nas equações
(2.11) e (2.19)
é proporcional a tensão aplicada em cada braço. A potência na
saída do modulador, por sua vez, não é o resultado de uma interação linear entre o sinal dos
dois braços. Assim, a variação de fase para uma dada variação de potência de saída não é
linear no modulador.
54
No caso do gorjeio gerado pela automodulação de fase, a fase induzida no sinal é
proporcional à potência do sinal, como pode ser visto na equação (2.62). Pode-se concluir que
os formatos dos gorjeios devidos ao modulador e à automodulação de fase não são iguais.
Comparando-se o formato dos gorjeios gerados pelo modulador (Figura 2.16) e pela
automodulação de fase (Figura 2.17) notam-se algumas semelhanças e diferenças. Ambos se
anulam fora das transições e os valores máximos de desvios de freqüência são atingidos nas
proximidades do meio das transições. O formato de ambos os gorjeios é parecido mas não
igual, sendo a largura dos pulsos de gorjeio gerados pelo modulador maior que os gerados
pela automodulação.
Como se pode ver na Figura 2.15, as fases do gorjeio do modulador e da
automodulação também não são iguais. Assim, mesmo num caso ótimo, não é possível
eliminar completamente a fase gerada por um fenômeno usando o outro, nem mesmo o
gorjeio residual pode ser completamente eliminado.
Apesar de não ser possível eliminar completamente o gorjeio residual de uma
transmissão que envolva gorjeio na geração e devido a automodulação de fase, a eliminação
do gorjeio não é necessária, mas sim o controle sobre o deslocamento da energia das bordas
das seqüências de bits 1.
A similaridade entre os dois tipos de gorjeio, ainda que parcial, é suficiente para se
alterar consideravelmente o comportamento do sinal ao longo do tempo. Essa alteração de
comportamento, quando feita de maneira adequada, será a respnsável pela melhora de
desempenho da transmissão.
55
3 Caracterização dos dispositivos
O desempenho do sistema de modulação C-NRZ pode ser avaliado por meio de testes
de transmissão, realizados em condições controladas. Neste trabalho a avaliação de
desempenho será feita por meio de experimentos laboratoriais e simulações computacionais
dos efeitos da variação do gorjeio em diversas condições de propagação.
Antes da realização dos testes é necessário caracterizar os dispositivos e os efeitos
envolvidos para servirem de referência de desempenho do sistema e para utilizar os valores
nas simulações numéricas.
As caracterizações feitas neste capítulo serão usadas como referências para o ajuste
dos parâmetros usados nas simulações computacionais cujos resultados serão mostrados mais
adiante, nos Capítulos 4 e 5.
Neste capítulo serão relatados os resultados de medidas de tempo de subida, de
descida, razão de extinção, fator Q em função da OSNR e em função da potência de sinal,
parâmetro
, gorjeio e atenuação dos moduladores e variação de freqüência pela
automodulação de fase. Este último resultado foi comparado com os resultados dos modelos
apresentados no Capitulo 2.
As curvas de fator Q em função da OSNR e da potência foram usadas para estimar o
nível de ruído equivalente do receptor.
Para a medida do gorjeio foram usadas duas técnicas diferentes para avaliar a validade
do parâmetro
na estimativa do gorjeio do sinal.
Foram feitas medidas do parâmetro
e atenuação
em um modulador de eletroabsorção
usando o arranjo auto-interferométrico. Também foram feitas medidas do desvio de
freqüência (gorjeio) dos moduladores bem como o gorjeio causado pela automodulação de
fase nas fibras ópticas.
Este arranjo não é um equipamento comercial e foi implementado de acordo com o
trabalho de Devaux et al
.
[78], [79]. Nesta seqüência de medidas, feitas em diversas
condições, foram variadas a tensão de polarização, a temperatura do modulador e o
comprimento de onda do sinal. Esta técnica permite, além da medida do parâmetro a medida
de dispersão da fibra.
O segundo grupo de medidas foi o de gorjeio. Foram feitas medidas para o mesmo
modulador, aplicando-se sinais de amplitude maior para se observar o comportamento do
gorjeio ao longo dos bits. As medidas de gorjeio dos moduladores foram feitas usando o
56
modulador de eletroabsorção e dois moduladores Mach-Zehnder. Nestas medidas foi utilizado
um arranjo disponível comercialmente. Os dois moduladores Mach-Zehnder utilizados são de
dois tipos distintos, sendo um single-driver em corte X (gorjeio nulo) e outro dual-drive em
corte Z, acionado em um braço para se obter gorjeio não-nulo.
As medidas de gorjeio na fibra foram feitas usando o equipamento de medida de
gorjeio dos moduladores. O gorjeio foi medido no transmissor e no final da fibra para
diversos valores de potência.
A variação de freqüência ao longo dos bits foi medida para dois tipos de fibra, DS e
SMF-28, para vários valores de potência.
57
3.1 Medidas do transmissor e do receptor
Foram feitos dois grupos de medidas. No primeiro foram medidos os tempos de descida
(t
90-10
), o tempo de subida (t
10-90
) e a razão de extinção (E.R.) dos moduladores EAM, dual-
drive e single-drive. Foram também analisados os formatos dos bits e dos diagramas de olho
para os três moduladores.
O segundo grupo de medidas é composto por medidas de fator Q em diversas condições
de relação sinal-ruído óptico e potência de entrada no fotodetector. Estas medidas foram feitas
somente para o modulador Mach-Zehnder na transmissão.
Todas as medidas foram feitas com taxa de modulação de 9,95328 Gbit/s.
58
3.1.1 Descrição das montagens
Para as medidas de razão de extinção dos moduladores, dos tempos de subida e
descida, das seqüências de pulsos e dos diagramas de olhos foi usado o arranjo mostrado na
Figura 3.1.




λ
λλ
λ
Mod.
EDFA








λ
λλ
λ
Mod.
EDFA




Figura 3.1: Arranjo para medida de razão de extinção, tempo de subida e de descida. ECL é o laser sintonizável, “pol” é o
controlador de polarização, “mod” é o modulador, “driver” é o circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a
fibra dopada com érbio, PPG é o gerador de padrões, OSA o analisador de espectro óptico e OSC é o osciloscópio de
amostragem de 40 GHz
.
O sinal do gerador é amplificado antes de ser aplicado ao modulador. No caso dos
moduladores de niobato de lítio a tensão de pico é 7 V enquanto que para o EAM foi aplicado
um sinal de 3 V, atenuando o sinal na saída do driver com um atenuador de 6 dB. O sinal é
medido no osciloscópio e o comprimento de onda é monitorado no OSA.
Foi usado um controlador de temperatura para o EAM e a tensão de polarização usada
foi -1,5 V.
As medidas de fator Q em função da potência no fotodetector e da OSNR foram feitas
usando o arranjo da Figura 3.2.
59






λ
λλ
λ

Mod.
EDFA

EDFA







λ
λλ
λ

Mod.
EDFA

EDFA

Figura 3.2: Arranjo para medida do fator Q. ECL é o laser sintonizável, “pol” é o controlador de polarização, “mod” o modulador,
“driver” o circuito de acionamento do modulador, EDFA os amplificadores a fibra dopada com érbio, Att os atenuadores ópticos,
FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, PIN o fotodetector, PPG o gerador de padrões, ED o detector de erros, OSA o analisador
de espectro óptico, OSC é o osciloscópio de amostragem de 40 GHz e PC é o microcomputador.
Para a medida de fator Q em função da OSNR o primeiro EDFA amplifica o sinal que
é atenuado pelo primeiro atenuador para controlar a OSNR. O ruído óptico que reduz a OSNR
no fotodetector é gerado principalmente no segundo EDFA, que também tem a função de
amplificar o sinal e garantir a potência necessária na medida. O segundo atenuador é ajustado
para manter constante o nível de potência no fotodetector.
O fotodetector é do tipo PIN e tem internamente um amplificador de transimpedância
com ganho de aproximadamente 500 V/A. O sinal de saída é aplicado à entrada do ED para a
medida dos erros.
O OSA é usado para controlar o comprimento de onda do sinal e o OSC para verificar
o formato do sinal gerado.
Para medir o fator Q varia-se o limiar de decisão entre os bits 0 e 1 e mede-se a taxa de
erros. O PC controla a medida de taxa de erro (BER), via interface GPIB, fazendo leituras de
BER em função do limiar de decisão. São medidos os valores de BER em função da tensão do
limiar de decisão para os níveis 0 e 1.
No ED o instante de amostragem é ajustado variando-se o atraso relativo entre o clock
e o sinal. O valor ótimo é obtido para leituras de BER mínimas para uma determinada tensão
do limiar de decisão, indicativo de abertura máxima do diagrama de olho.
Com os dois conjuntos de dados medidos é feito o ajuste de cada curva de BER em
função da tensão de limiar decisão usando funções do tipo gaussiano. Cada curva é ajustada
pelo método dos mínimos quadrados e delas se obtêm as médias e as variâncias.
O fator Q é calculado segundo:
60
01
01
σσ
µ
µ
+
−
=Q
( 3.1)
onde
1
é o valor médio do bit 1,
0
é o valor médio do bit 0,
1
é a variância do bit 1 e
0
é a
variância do bit 0.
A Figura 3.3 mostra a interface gráfica do programa para medir o fator Q.
Figura 3.3: Interface gráfica do programa de medida de fator Q.
A medida de fator Q em função da potência de entrada usa basicamente o arranjo da
Figura 3.2, porém sem o segundo EDFA, o segundo atenuador e o filtro óptico.
61
3.1.2 Resultados
Os resultados das medidas de razão de extinção,
t
10-90
e
t
90-10
para os moduladores são
vistos na Tabela 3.1. As medidas foram feitas em 1547,55 nm.
Tabela 3.1: Valores de razão de extinção, t
10-90
e t
90-10
dos moduladores.
Mach-Zehnder EAM
single-drive dual-drive
15°C 25°C 35°C 45°C
E.R. [dB]
13,07 12,44 12,65 12,36 11,80 10,98
t
10-90
[ps]
34,8 29,9 37,9 35,7 37,9 40,2
t
90-10
[ps]
29,0 35,3 52,4 41,3 33,5 27,9
Nota-se na Tabela 3.1 que as características do EAM variam significativamente em
função da temperatura. A razão de extinção do EAM operando em temperaturas de até 25 °C
é comparável a dos moduladores Mach-Zehnder. Acima dessa temperatura a E.R. começa a
diminuir.
Enquanto o tempo de subida do EAM permanece estável com a variação da
temperatura, apresentando valores comparáveis aos dos moduladores Mach-Zehnder, os
tempos de descida variam, praticamente reduzindo-se à metade, comparando os resultados em
15 °C com 45 °C.
Estes resultados indicam a variação da forma do pulso. Para verificar, foram medidos
os sinais na saída dos moduladores.
Para os moduladores Mach-Zehnder foram medidos os diagramas de olho com
seqüência PRBS de 2
23
-1 bits e os pulsos formados pela seqüência 01001110. Para o EAM,
além dos diagramas de olho com seqüência PRBS de 2
23
-1 bits e das seqüências de oito bits,
são mostrados os diagramas de olho formados sobrepondo-se as seqüências de oito bits em
posições diversas.
A Figura 3.4 até Figura 3.7 mostram os resultados para os MZ
single-drive
e
dual-
drive
.
62
Figura 3.4: Diagrama de olho do modulador single-drive.
Figura 3.5: Seqüência de 8 bits (01001110) do modulador
single-drive.
Figura 3.6: Diagrama de olho do modulador dual-drive.
Figura 3.7: Seqüência de 8 bits (01001110) do modulador dual-
drive.
Os pulsos gerados pelos MZ mostram formatos bastante homogêneos, mesmo
comparando moduladores diferentes. Além desse comportamento, as diferenças de amplitudes
dos bits 1 variam pouco em função da posição na seqüência de bits onde se encontram.
Na Figura 3.8 a Figura 3.19 estão os resultados para o EAM em 15 °C, 25 °C, 35 °C e
45 °C.
63
Figura 3.8: Diagrama de olho do EAM a 15°C. PRBS=2
23
-1.
Figura 3.9: Diagrama de olho do EAM a 25°C. PRBS=2
23
-1.
Figura 3.10: Diagrama de olho do EAM a 15°C. Montagem
com a seqüência 01001110.
Figura 3.11: Diagrama de olho do EAM a 25°C. Montagem
com a seqüência 01001110.
Figura 3.12: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 15°C.
Figura 3.13: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 25°C.
64
Figura 3.14: Diagrama de olho do EAM a 35°C. PRBS=2
23
-1.
Figura 3.15: Diagrama de olho do EAM a 45°C. PRBS=2
23
-1.
Figura 3.16: Diagrama de olho do EAM a 35°C. Montagem
com a seqüência 01001110.
Figura 3.17: Diagrama de olho do EAM a 45°C. Montagem
com a seqüência 01001110.
Figura 3.18: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 35°C.
Figura 3.19: Seqüência de 8 bits (01001110) do EAM a 45°C.
Nota-se que o comportamento do EAM usado na geração de pulsos é dependente da
temperatura de operação. Além disso, existe uma dependência do formato dos pulsos com a
seqüência usada. Este comportamento gera bits 1 de amplitudes diversas, de acordo com o
comprimento da seqüência de bits.
65
Quando os diagramas de olho são montados à partir das seqüências de 8 bits nota-se a
multiplicidade de níveis 1 devida à dependência da amplitude com a posição do bit na
seqüência. A quantidade de níveis 1 aumenta em função da complexidade da seqüência então,
para uma seqüência pseudo-aleatória de aproximadamente 8 milhões de bits (
PRBS = 2
23
-1
), a
quantidade de amplitudes encontrada para o nível 1 apresenta-se como uma nuvem de valores
semelhante a de um sinal com relação sinal-ruído muito degradada, conforme se pode ver na
Figura 3.8, na Figura 3.9, na Figura 3.14 e na Figura 3.15.
As medidas de fator Q em função da potência de entrada foram feitas com uma OSNR
de 40 dB em uma resolução de 0,2 nm.
Na Figura 3.20 são mostrados os resultados da medida e confrontados com os da
simulação.
10
12,5
15
17,5
20
22,5
25
27,5
30
32,5
35
-13 -12 -11 -10 -9 -8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0
Pin [dBm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 3.20: Medida e simulação da curva do fator Q versus potência de sinal no fotodetector
Na Figura 3.20 observa-se uma boa concordância entre os resultados obtidos
experimentalmente e aqueles simulados usando os parâmetros da Tabela 3.2. Apesar da
proximidade dos valores obtidos pelos dois métodos nota-se uma divergência de resultados
para valores de potência de entrada superiores a -4 dBm. Acredita-se que esta diferença ocorra
em função da saturação do receptor usado nos experimentos. Este fenômeno não é previsto no
modelo usado no simulador.
Outro fator notável nos resultados apresentados na Figura 3.20 é a variação dos
resultados experimentais que aumenta à medida que o valor do parâmetro Q aumenta. Esta
variação é devida ao método de medida que extrapola os resultados das medidas de taxas de
66
erros em função da tensão do limiar de decisão. Como o fator Q é estimado no ponto de
cruzamento entres as curvas de BER em função da tensão do limiar de decisão para os bits 0 e
para os bits 1 e as medidas de BER são efetivamente feitas até uma taxa de erros de
aproximadamente 10
-12
, para valores muito altos de Q a extrapolação torna-se muito sensível
às pequenas variações nos comportamentos das duas curvas, aumentando a incerteza na
estimativa de Q.
As medidas de fator Q em função da OSNR foram feitas com uma potência de 0 dBm
no fotodetector, mantida constante durante o experimento. A Figura 3.21 mostra os resultados
das medidas e das simulações.
15
17
19
21
23
25
27
29
31
15 17 19 21 23 25 27 29 31 33 35
OSNR @ 0,2nm [dB]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 3.21: Medida e simulação da curva do fator Q versus OSNR no fotodetector.
Na Figura 3.21 observa-se uma boa concordância entre os resultados das medidas e os
das simulações. Como a potência de entrada do fotodetector foi mantida constante em todas as
medidas não houve variação no estado de saturação do fotodetector. Com o fotodetector
trabalhando em uma condição estável os resultados das simulações puderam ser mais bem
ajustados, garantindo resultados mais próximos aos experimentais.
Também nestas medidas o efeito da extrapolação dos dados, usados no processo de
medida do fator Q, aumenta a incerteza da medidas para valores elevados de Q.
O valor da relação sinal-ruído óptico medida que limita a taxa de erros do sistema a
10
-12
foi de 16,1 dB usando uma resolução de 0,2 nm.
67
Usando os resultados das medidas anteriores, determinaram-se os parâmetros de
simulação que melhor modelam o desempenho do receptor. Estes resultados encontram-se na
Tabela 3.2. O filtro elétrico usado no receptor foi o passa-baixas de Butterworth de 4
a
. ordem.
Tabela 3.2: Parâmetros usados nas simulações de fator Q versus potência de entrada e versus OSNR.
Parâmetro Valor Unidade
Ruído Equivalente 4.875 10
-21
W/Hz
Responsividade 0,9 A/W
Banda do filtro elétrico
7,5 GHz
68
3.2 Arranjo auto-interferométrico
Este arranjo foi usado nas medidas de parâmetro do modulador de eletroabsorção e da
dispersão da fibra usada em três comprimentos de onda. Os resultados das medidas de
dispersão foram confrontados com medidas feitas anteriormente, usando-se o método da
medida de atraso em função do comprimento de onda. Um conjunto de medidas de atenuação
do modulador foi também realizado nas mesmas condições de tensão de polarização,
temperatura e comprimento de onda.
69
3.2.1 Descrição da montagem
O arranjo auto-interferométrico é ilustrado na Figura 3.22 e os equipamentos são
vistos na Figura 3.23.
Polarizador
Fibra
óptica
Fonte
C.C.

Controle de
temperatura
Laser
sintonizável
Analisador
de rede
Modulador
Polarizador
Fonte
C.C.

Controle de
temperatura

PM
Polarizador
Fibra
óptica
Fonte
C.C.
Polarizador
Fibra
óptica
Fonte
C.C.

Controle de
temperatura
Laser
sintonizável
Analisador
de rede
Modulador

Controle de
temperatura
Laser
sintonizável
Analisador
de rede
Modulador
Polarizador
Fonte
C.C.

Controle de
temperatura

PM
Figura 3.22: Esquema do arranjo auto-interferométrico. O analisador de rede é o HP 8703 Lightwave component analyzer
(130MHz a 20GHz), a fonte C.C é Tectrol TC-12 (0 a 12V – 2A), o laser sintonizável é Tunics reference, o controle de
temperatura é ILX modelo LDT5910B, PM é o medidor de potência óptica Anritsu MP9640, o modulador é o EAM Cyoptics
EAM1050, o acoplador de polarização elétrica é HP 11612A (45 MHz a 26,5 GHz) e o polarizador é General Photonics modelo
PolaRITE. A fibra óptica é do tipo SMF-28 (ITU-T G.652) de 50,453km.
Figura 3.23: Arranjo auto-interferométrico montado no laboratório.
70
No arranjo auto-interferométrico o sinal óptico é gerado pelo laser sintonizável e é
acoplado ao modulador por meio de um polarizador óptico. O polarizador é usado para ajustar
a polarização do sinal ao modulador óptico e maximizar a amplitude da modulação. Este
ajuste é feito maximizando o valor de S
21
lido no analisador de rede.
Uma vez que o sinal óptico foi aplicado ao modulador é necessário ajustar a tensão de
polarização do modulador. No caso do modulador de eletroabsorção, a tensão de polarização é
aplicada juntamente com o sinal de RF através de um “ T” de polarização. Moduladores Mach-
Zehnder possuem entrada separada para a tensão de polarização.
Moduladores de eletroabsorção são sensíveis às variações de temperatura e dispõem de
células Peltier e termistores dentro da encapsulação. Um controlador de temperatura foi
acoplado ao dispositivo para mantê-la constante.
O sinal óptico modulado pelo sinal elétrico proveniente do analisador de rede propaga-
se pela fibra óptica. É feita uma varredura em freqüência e os valores do parâmetro S
21
são
registrados em um gráfico em função da freqüência, conforme mostra a Figura 3.24.
Figura 3.24: Gráfico de medida de gorjeio.
Medindo-se as freqüências de anulação do S
21
pode-se determinar a dispersão da fibra
e o fator do modulador, de acordo com Devaux et al
.
[78], [79]. Para se determinar os
valores de
e de dispersão é usada a seguinte relação:
71
−+= )(
2
21
2
2
2
α
πλ
arctgi
D
c
Lf
i
(3.2)
onde f
i
é a freqüência da i-ésima anulação, L é o comprimento da fibra, c é a velocidade da luz
no vácuo, D é o fator de dispersão da fibra, i é a ordem da anulação (i= 1, 2, ...).
Se o valor da dispersão cromática é conhecido, então o valor de
pode ser
determinado diretamente. No caso, a dispersão cromática foi determinada conjuntamente e o
resultado comparado com medidas anteriores para a verificação da consistência dos valores
lidos.
O valor de
é definido no ponto de 50% da amplitude do pulso. Assim, o cálculo do
desvio de freqüência ao longo do bit fica aproximado, pois o valor de não é constante para
todos os níveis de sinal. Usando sinais elétricos de pequena amplitude pode-se determinar o
valor de em diversas amplitudes, variando os valores de tensão de polarização.
Para cada medida de e dispersão foram considerados os dois primeiros pontos de
anulação. Esses pontos foram resultados das medidas diretas no analisador de rede. Com dois
pontos de anulação obtém-se um sistema de duas equações e duas incógnitas que permite a
determinação de valores únicos para o fator de dispersão cromática e o valor do parâmetro .
Como os valores do parâmetro de dispersão cromática variaram ligeiramente dentre as
medidas feitas no mesmo comprimento de onda foi considerada a média de todos os valores
obtidos para cada comprimento de onda. Para cada comprimento de onda foram feitas
medidas em sete tensões de polarização e três temperaturas, totalizando de vinte e uma
medidas em cada comprimento de onda. O valor de referência é a média dos vinte e um
valores obtidos.
72
3.3 Resultados
As medidas do parâmetro foram feitas conjuntamente com medidas de atenuação
para cada valor de ponto de polarização. Estas medidas foram feitas para 3 valores de
temperatura do EAM: 15 °C, 25 °C e 35 °C em três comprimentos de onda diferentes,
respectivamente 1530 nm, 1545 nm e 1560 nm. Os resultados das medidas de atenuação e
em função da tensão de polarização são mostrados na Figura 3.25 para 1530 nm, na Figura
3.26 para 1545 nm e na Figura 3.27 para 1560 nm.
Na Figura 3.28 é vista uma comparação entre os valores de para duas tensões de
polarização do modulador, -3,0 V e –0,5 V, respectivamente, ao se variar a temperatura. Essas
medidas foram feitas para o comprimento de onda de 1560 nm.
-3,0 -2,5 -2,0 -1,5 -1,0 -0,5 0,0
10
15
20
25
30
35
att 15°C α 15°C
att 25°C α 25°C
att 35°C α 35°C
Tensão de polarização [V]
Atenuação [dB]
0
2
4
6
8
10
12
14
16
Parâmetro
α
α
α
α
Figura 3.25: Atenuação e em 1530 nm.
73
-3,0 -2,5 -2,0 -1,5 -1,0 -0,5 0,0
5
10
15
20
25
att 15°C
α
15°C
att 25°C
α
25°C
att 35°C
α
35°C
Tensão de polarização [V]
Atenuação [dB]
-1
0
1
2
3
4
Parâmetro
α
α
α
α
Figura 3.26: Atenuação e em 1545 nm.
-3,0 -2,5 -2,0 -1,5 -1,0 -0,5 0,0
2,5
5,0
7,5
10,0
12,5
15,0
17,5
20,0
22,5
att 15°C
α
15°C
att 25°C
α
25°C
att 35°C
α
35°C
Tensão de polarização [V]
Atenuação [dB]
-1
0
1
2
3
4
Parâmetro
α
α
α
α
Figura 3.27: Atenuação e em 1560 nm.
74
-1
-0,5
0
0,5
1
1,5
10 15 20 25 30 35 40 45 50
Temperatura [°C]
Parâmetro
α
α
α
α
-3V; 1560nm -3V; 1545nm -3V; 1530nm
-0,5V; 1560nm -0,5V; 1545nm -0,5V; 1530nm
Figura 3.28: Parâmetro em função da temperatura.
Os valores médios resultantes do fator de dispersão cromática são mostrados na Tabela
3.3 onde são confrontados com os resultados anteriores, obtidos medindo-se a fase de um
sinal de R.F. modulando uma portadora óptica em diversos comprimentos de onda.
Tabela 3.3: Confronto dos valores medidos de dispersão usando dois métodos diferentes de medida.
Dispersão [ps/nmkm]
Auto-interferométrico
Comprimento de
onda [nm]
Média Desvio-padrão
Medida prévia Diferença
1530
15,14
0,13
15,24
0,10
1545
15,96
0,09
16,10
0,14
1560
16,85
0,18
16,96
0,11
Os valores de “ dispersion slope” medidos nos dois casos foram 0,0573 ps/nm
2
km no
método auto-interferométrico e 0,0575 ps/nm
2
km no outro método.
Notam-se algumas tendências no comportamento do modulador analisado:
• A atenuação diminui com o aumentar da tensão de polarização;
• O fator
aumenta com o aumentar da tensão de polarização;
• O fator diminui com o aumentar da temperatura;
75
• A atenuação aumenta com o aumentar da temperatura;
• A atenuação diminui para comprimentos de onda maiores;
• O fator aumenta para comprimentos de onda maiores;
Um dos pontos mais importantes é a região de operação com valor negativo de .
Como a maioria das fibras ópticas instaladas tem dispersão positiva, o uso de um modulador
com parâmetro melhora a robustez à dispersão do sinal.
No dispositivo medido os valores negativos de são obtidos em condições de tensões
de polarização reversa elevadas, implicando em perdas elevadas. Outro fator que diminui o
valor de é o aumento da temperatura.
Valores negativos de podem ser obtidos em um EAM por meio de um projeto mais
focado nesta região de operação [74], [80].
76
3.4 Gorjeio dos moduladores
Foram medidos os gorjeios do modulador de eletroabsorção, Mach-Zehnder single-drive
em corte X e dual-drive em corte Z. Foi usado o arranjo chamado de “ monocromador e
osciloscópio” [60].
77
3.4.1 Descrição da montagem
A Figura 3.29 mostra o arranjo usado nas medidas de gorjeio dos moduladores.


λ
Mod.
EDFA



λ
Mod.
EDFA

Figura 3.29: Esquema do arranjo para medida de gorjeio. ECL é o laser sintonizável Tunics, “pol” é o controlar de polarização,
“mod” é o modulador, driver é o circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a fibra dopada com érbio, PPG é o
gerador de padrões Anritsu 12,5 Gbit/s, OSA o analisador de espectro óptico, OSC é o osciloscópio de amostragem de 40 GHz
e PC o computador
.
Foram usados três moduladores, um EAM Cyoptics EAM1050, um modulador Mach-
Zehnder single-drive em corte X da JDS Uniphase e dual-drive em corte Z da Lucent. Todos
os moduladores são para 10 Gbit/s. Para os moduladores MZ foi usado um driver da ERA
Technologies e o EAM foi acionado diretamente do gerador de padrões com sinal 2 Vpp de
amplitude.
Nesta técnica usada, o OSA funciona como filtro sintonizável. O sinal do laser
sintonizável passa pelo polarizador para se conseguir a maior excursão de amplitude de sinal
óptico e é aplicado ao modulador. O sinal elétrico do PPG é amplificado pelo driver e é
aplicado ao modulador.
O sinal modulado é amplificado para compensar a perda de inserção do OSA
(aproximadamente 9 dB) e é filtrado pelo OSA, sendo a saída aplicada ao osciloscópio,
juntamente com um sinal de relógio para o sincronismo.
78
A medida é feita mudando a sintonia do filtro do OSA, ajustado para a resolução de
0,5 nm, e capturando a forma de onda do sinal de saída no osciloscópio. As capturas dos
sinais filtrados são feitas para diversos comprimentos de onda de sintonia do OSA.
Com essa técnica pode-se determinar o comprimento de onda do sinal em cada
instante do bit, calculando-se o gorjeio do sinal.
Foram adotados 2048 pontos de aquisição em 64 comprimentos de onda com média de
64 amostras. A seqüência de bits usada foi 01001110. Esta seqüência permite observar o
comportamento de bits 1 isolados e entre outros bits 1 e manter os dois conjuntos de bits 1
isolados por dois bits 0, minimizando a possibilidade de interferência entre os dois conjuntos.
79
3.4.2 Resultados
O primeiro conjunto de medidas é utilizado para analisar o comportamento de gorjeio
do modulador de eletroabsorção para grandes sinais.
Os resultados obtidos são mostrados juntamente com o gorjeio do modulador usando
(2.1) para K
1
=K
2
=0 (somente gorjeio de transiente). Como (2.1) relaciona o valor de potência
instantânea ao desvio de freqüência através do parâmetro , foram escolhidos, para cada caso,
valores fixos de que representassem melhor o gorjeio ao longo da seqüência de bits. Esses
valores de foram, posteriormente, comparados com aqueles medidos pelo método auto-
interferométrico.
Os resultados das medidas de potência, dos desvios de freqüência medidos e dos
desvios de freqüência calculados para os valores de estimados foram representados nos
mesmos gráficos, em função do tempo, para comparação.
As medidas foram feitas para dois valores de tensão de polarização (0 V e –2 V), em
três temperaturas de operação do modulador (15 °C, 25 °C e 35 °C) e três comprimentos de
onda (1530 nm, 1545 nm e 1560 nm).
Os resultados obtidos para a temperatura de 25 °C são mostrados da Figura 3.30 até a
Figura 3.36.
Na Tabela 3.4 são comparados os valores de α obtidos pela medida pelo método auto-
interferométrico e estimados usando (2.1). Os valores são mostrados para todas as
combinações de tensão de polarização, temperatura e comprimento de onda usadas nas
medidas.
80
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,5E-04
5,0E-04
7,5E-04
1,0E-03
1,3E-03
1,5E-03
1,8E-03
2,0E-03
2,3E-03
2,5E-03
Potência [W]
Gorjeio
Alfa
Potência
Figura 3.30: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado de α ao longo da seqüência de bits para o
EAM. T=25 °C, V=0 V e λ=1530 nm.
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,5E-04
5,0E-04
7,5E-04
1,0E-03
1,3E-03
1,5E-03
1,8E-03
2,0E-03
2,3E-03
2,5E-03
Potência [W]
Gorjeio
Alfa
Potência
Figura 3.31: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado de α ao longo da seqüência de bits para o EAM
T=25 °C, V=-2 V e λ=1530 nm.
81
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,5E-04
5,0E-04
7,5E-04
1,0E-03
1,3E-03
1,5E-03
1,8E-03
2,0E-03
2,3E-03
2,5E-03
Potência [W]
Gorjeio
Alfa
Potência
Figura 3.32: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado de α ao longo da seqüência de bits para o
EAM. T=25 °C, V=0 V e λ=1545 nm.
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,5E-04
5,0E-04
7,5E-04
1,0E-03
1,3E-03
1,5E-03
1,8E-03
2,0E-03
2,3E-03
2,5E-03
Potência [W]
Gorjeio
Alfa
Potência
Figura 3.33: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado de α ao longo da seqüência de bits para o
EAM. T=25 °C, V=-2 V e λ=1545 nm.
82
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,5E-04
5,0E-04
7,5E-04
1,0E-03
1,3E-03
1,5E-03
1,8E-03
2,0E-03
2,3E-03
2,5E-03
Potência [W]
Gorjeio
Alfa
Potência
Figura 3.34: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado de α ao longo da seqüência de bits para o
EAM. T=25 °C, V=0 V e λ=1560 nm.
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,5E-04
5,0E-04
7,5E-04
1,0E-03
1,3E-03
1,5E-03
1,8E-03
2,0E-03
2,3E-03
2,5E-03
Potência [W]
Gorjeio
Alfa
Potência
Figura 3.35: Potência, gorjeio medido e gorjeio calculado para o valor estimado de α ao longo da seqüência de bits para o
EAM. T=25 °C, V=-2 V e λ=1560 nm.
83
Nos gráficos da Figura 3.30 até a Figura 3.35 se percebe não apenas a variação do
gorjeio para as diversas condições de operação, mas, também, alterações no formato dos
pulsos. A razão de extinção dos pulsos sofre alterações severas em função da tensão de
polarização dependendo do comprimento de onda utilizado.
A razão de extinção em 1530 nm permanece quase constante variando-se o ponto de
polarização, enquanto que em 1545 nm e em 1560 nm a razão de extinção aumenta quando se
passa de 0 V para -2 V de tensão de polarização. Esse aumento é tão maior quanto maior for o
comprimento de onda.
Quando se varia a temperatura, a razão de extinção cresce com o aumento da
temperatura em 1530 nm e 1545 nm com a tensão de polarização de 0 V e decresce a -2 V. A
1560 nm a razão de extinção aumenta com o aumento da temperatura para as duas tensões.
A Tabela 3.4 mostra os valores de medidos pelo método auto-interferométrico e
estimados para representar melhor o gorjeio medido pelo método do monocromador e
osciloscópio.
Tabela 3.4: Valores de α medidos e estimados para o EAM.
λ
λ λ
λ [nm]
V pol. [v] Temp. [°C]
α
αα
α medido α
αα
α estimado
15
3,98
0,50
25
10,87
0,25
0
35
15,52
0,80
15
-0,10
-0,60
25
-0,09
-0,45
1530
-2
35
-0,68
-1,50
15
2,37
0,70
25
3,01
0,60
0
35
3,83
0,50
15
0,10
-0,20
25
-0,01
-0,15
1545
-2
35
-0,38
-0,30
15
2,79
1,00
25
2,70
0,90
0
35
2,88
0,80
15
0,22
0,20
25
0,12
0,15
1560
-2
35
-0,06
-0,20
84
De acordo com a Tabela 3.4 percebem-se diferenças entre os valores de α obtidos
usando os dois métodos. Estas diferenças manifestam-se principalmente para valores positivos
de α. Estes valores apareceram, para o dispositivo medido, quando foram usadas tensões de
polarização 0V. Neste caso, quando o sinal de R.F. somado ao de polarização é aplicado ao
modulador, a tensão resultante faz o dispositivo trabalhar em polarização direta em parte do
sinal. A mudança de regime de polarização reversa para polarização direta altera
significativamente o comportamento do modulador, causando deformações nos pulsos
gerados e no valor do parâmetro α.
Uma das causas das diferenças entre os resultados obtidos com os dois métodos é a
amplitude do sinal de R.F. usado. No método auto-interferométrico a amplitude do sinal foi de
aproximadamente 0,2 Vpp (0 dBm) enquanto que no método com analisador de espectro e
osciloscópio a amplitude foi de 2 Vpp.
A diferença de amplitude do sinal elétrico de modulação torna-se mais crítica para
tensões de polarização próximas a 0 V devido às mudanças de polarização reversa para direta
e vice-versa. A variação de resultados é tão maior quanto maior a amplitude do sinal usado.
Observando-se o formato dos pulsos, da Figura 3.30 até a Figura 3.36 pode-se concluir
que os EAM apresentam um comportamento bastante complexo e difícil de representar por
parâmetros simples quando se variam as condições de trabalho do modulador.
É possível alterar significativamente o valor de controlando-se a tensão de
polarização e a temperatura de trabalho do EAM, mas essas variações apresentam efeitos
colaterais sobre o desempenho do modulador na modulação de amplitude do sinal. Além
disso, o comportamento do dispositivo muda sensivelmente em função do comprimento de
onda de trabalho.
Foi medido também o gorjeio do modulador Mach-Zehnder single-drive em corte X da
JDS.
Como os moduladores em niobato de lítio não apresentaram variações significativas
nos formatos dos bits em função da posição na seqüência de bits, conforme visto na Figura
3.5 e na Figura 3.7, as medidas foram feitas usando uma seqüência simétrica de seis bits
(010010).
Os sinais foram medidos em 32 comprimentos de onda de sintonia do OSA ajustado
na resolução de 0,5nm. A leitura do sinal no osciloscópio foi feita usando média 64 e foram
adotados 2048 pontos de amostragem por aquisição do sinal. A Figura 3.36 mostra o gráfico
com a seqüência dos bits e o gorjeio.
85
Como se poderia esperar, o gorjeio deste modulador é muito baixo, confundindo-se
com as oscilações de freqüência causadas por incerteza de medida. Pode-se notar que nos
níveis mais baixos de potência aparece uma oscilação de maior amplitude, ainda assim
limitada a 500 MHz de pico. Essas oscilações são devidas ao ruído de fundo do osciloscópio
que gera flutuações nas leituras de potência, mesmo quando o sinal é capturado usando a
média de 64 amostras.
As oscilações de amplitude são devidas ao sinal elétrico do gerador de padrões que
apresenta ondulações nas transições.
-6,E+09
-4,E+09
-2,E+09
0,E+00
2,E+09
4,E+09
6,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,0E-04
4,0E-04
6,0E-04
8,0E-04
1,0E-03
1,2E-03
Potência [W]
Gorjeio [Hz]
Potência [W]
Figura 3.36: Potência e gorjeio para o modulador single-drive da JDS.
A próxima medida foi feita com o modulador dual-drive acionado em um braço. Esta
configuração deve apresentar, por projeto, = 1 ou = -1, dependendo do braço acionado. O
modulador estava na condição de = -1. O gorjeio de pico na fronte de descida foi de 4,82
GHz enquanto que na fronte de subida foi de -4,65 GHz. De acordo com (2.71), para um
modulador Mach-Zehnder com = -1, o desvio máximo de freqüência deveria ser de ± 4,83
GHz para t
10-90
= 26 ps.
86
-5,E+09
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
5,E+09
0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10 6E-10 7E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
2,0E-04
4,0E-04
6,0E-04
8,0E-04
1,0E-03
1,2E-03
1,4E-03
1,6E-03
1,8E-03
2,0E-03
Potência [W]
Gorjeio [Hz]
Potência [W]
Figura 3.37: Potência e gorjeio para o modulador dual-drive da Lucent, acionado em um braço.
Para verificar a validade do modelo de pulso proposto no tópico 2.4 (Automodulação de
fase) comparou-se o formato do sinal amostrado mostrado na Figura 3.37 com o do pulso
gerado usando (2.47) com m = 2,8 e T
0
= 132 ps. O resultado é mostrado na Figura 3.38.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
1,1
-200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200
Tempo [ps]
P/P0
Teórico
Experimental
Figura 3.38: Comparação entre os pulsos amostrados e o previsto pelo modelo dado por (2.47) para o modulador dual-drive da
Lucent acionado em um braço.
Nota-se que o resultado dado pelo modelo apresenta boa concordância com o formato
do bit medido. As deformações do sinal amostrado são creditadas às deformações nos pulsos
87
do gerador de padrões, às não-linearidades do circuito acionador e às reflexões do sinal
elétrico entre os dispositivos, devidas aos casamentos de impedância imperfeitos.
Foram também comparados o gorjeio medido com o previsto pelo modelo dado por
(2.71). Os resultados são vistos na Figura 3.39.
Nota-se uma boa concordância entre o valor de pico do gorjeio com alguma diferença
entre seus formatos e também no instante do valor de pico. Atribuem-se essas discrepâncias às
diferenças de formato do pulso amostrado para o formato do pulso previsto pelo modelo.
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
-200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200
Tempo [ps]
Gorjeio [GHz]
Teórico
Experimental
Figura 3.39: Gorjeio medido e previsto teoricamente usando (2.71) para o modulador dual-drive da Lucent acionado em um
braço.
88
3.5 Automodulação de fase
A automodulação de fase causa gorjeio no sinal propagante, conforme análise feita no
Capítulo 2. As características desse gorjeio são importantes para determinar o comportamento
do sinal de acordo com o mapa de dispersão.
O gorjeio causado pela automodulação de fase foi medido para dois tipos de fibra, de
dispersão deslocada (DS, ITU-T G.653) [25] e a standard (SMF-28, ITU-T G.652) [26].
Foram feitas medidas variando a potência lançada utilizando o modulador single-drive em
corte X para evitar o gorjeio gerado pelo modulador.
O arranjo utilizado é baseado naquele da Figura 3.29, seguindo o mesmo princípio de
funcionamento, mas com alterações para permitir que as medidas possam ser feitas com o
sinal passando por comprimentos longos de fibra.
89
3.5.1 Descrição da montagem
O funcionamento básico do arranjo da Figura 3.40 é o mesmo da Figura 3.29, porém
foi inserida fibra óptica por onde o sinal se propaga. A potência de lançamento é controlada
no amplificador.
Depois de propagar pela fibra, o sinal passa por um segundo amplificador óptico e
pelo OSA, controlado pelo computador, que faz o papel de filtro sintonizável. Na saída do
OSA, se a fibra for do tipo G.652, é colocado um compensador de dispersão, composto por
uma rede de Bragg e um rolo de fibra compensadora de dispersão.
Uma vez compensada a dispersão, o sinal é dividido em 10% para o recuperador de
relógio e 90% para o osciloscópio. O sinal de relógio do sinal recebido é aplicado ao
osciloscópio.




λ
λλ
λ
Mod.
EDFA






EDFA






!
!!
!
"#
"#"#
"#
#
# #
#
$
$$
$




λ
λλ
λ
Mod.
EDFA






EDFA






!
!!
!
"#
"#"#
"#
#
# #
#
$
$$
$
Figura 3.40: Esquema do arranjo para medidas de gorjeio com fibra.
ECL é o laser sintonizável Tunics, “pol” é o controlar de
polarização, “mod.” é o modulador com gorjeio nulo (α=0) da JDS, driver é o circuito de acionamento do modulador, EDFA é o
amplificador a fibra dopada com érbio, PPG é o gerador de padrões Anritsu 12,5Gbit/s, OSA é o analisador de espectro óptico,
“comp. disp.” É o compensador de dispersão cromática, 90/10 é o acoplador óptico 90%/10%, “clock rec.” é o recuperador de
relógio a 10 GHz da Anritsu, OSC é o osciloscópio de amostragem de 40 GHz e PC é o computador.
Foram testados dois tipos de fibra. Uma bobina de 25,259 km de fibra DS com
comprimento de onda de dispersão nula em 1541,37 nm e um enlace composto por duas fibras
G.652 de 50,5 km cada uma, num total de 101 km. Neste caso, foram usados dois
compensadores de dispersão em série. O primeiro é uma rede de Bragg produzida pela
Teraxxion, para compensar 80 km de fibra G.652 e o segundo é um compensador de dispersão
em fibra para 20 km, produzido pela Lucent. O módulo em fibra foi colocado na saída do
módulo em grade para reduzir a potência inserida nele.
90
O comprimento de onda do sinal transmitido na fibra G.652 foi 1541,38 nm e o
transmitido na fibra DS foi mudado para 1559,64 nm para reduzir os efeitos da instabilidade
de modulação. A dispersão da fibra DS no comprimento de onda usado foi de 29 ps/nm.
As curvas de gorjeio foram medidas para três valores de potência média transmitida,
usando a seqüência 01001110 em 10 Gbit/s.
O arranjo montado no laboratório é visto na Figura 3.41 e o modulador, incluindo os
circuitos de polarização e alimentação, são vistos na Figura 3.42.
Figura 3.41: Arranjo para medida de gorjeio com fibra.
Figura 3.42: Modulador e circuitos de acionamento e polarização.
91
3.5.2 Resultados
Da Figura 3.43 até a Figura 3.48 são mostrados os gráficos do gorjeio e da potência ao
longo do tempo na recepção, para os três níveis de potência nos dois tipos de fibra. As
potências médias usadas nas medidas foram 0 dBm, 5 dBm e 9 dBm.
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2E-10 4E-10 6E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
5,0E-04
1,0E-03
1,5E-03
2,0E-03
2,5E-03
3,0E-03
Potência [W]
Gorjeio
Potência
Figura 3.43: Potência e gorjeio medidos em função do
tempo para o MZ single-drive. Fibra DS a 0 dBm.
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2E-10 4E-10 6E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
5,0E-04
1,0E-03
1,5E-03
2,0E-03
2,5E-03
3,0E-03
Potência [W]
Gorjeio
Potência
Figura 3.44: Potência e gorjeio medidos em função do
tempo para o MZ single-drive. Fibra G.652 a 0 dBm.
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2E-10 4E-10 6E-10 8E-10
Tempo [s]
Gojeio [Hz]
0,0E+00
5,0E-04
1,0E-03
1,5E-03
2,0E-03
2,5E-03
3,0E-03
Potência [W]
Gorjeio
Potência
Figura 3.45: Potência e gorjeio medidos em função do
tempo para o MZ single-drive. Fibra DS a 5 dBm.
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2E-10 4E-10 6E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
5,0E-04
1,0E-03
1,5E-03
2,0E-03
2,5E-03
3,0E-03
Potência [W]
Gorjeio
Potência
Figura 3.46: Potência e gorjeio medidos em função do
tempo para o MZ single-drive. Fibra G.652 a 5 dBm.
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2E-10 4E-10 6E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
5,0E-04
1,0E-03
1,5E-03
2,0E-03
2,5E-03
3,0E-03
Potência [W]
Gorjeio
Potência
Figura 3.47: Potência e gorjeio medidos em função do
tempo para o MZ single-drive. Fibra DS a 9 dBm.
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2E-10 4E-10 6E-10 8E-10
Tempo [s]
Gorjeio [Hz]
0,0E+00
5,0E-04
1,0E-03
1,5E-03
2,0E-03
2,5E-03
3,0E-03
Potência [W]
Gorjeio
Potência
Figura 3.48: Potência e gorjeio medidos em função do
tempo para o MZ single-drive. Fibra G.652 a 9 dBm.
92
Observando-se a Figura 3.43 até a Figura 3.48 notam-se alguns fenômenos
importantes. O primeiro deles é a formação de picos de gorjeio nas transições de amplitude
dos bits. Esse fenômeno é a automodulação de fase causando desvios de freqüência nessas
transições. À medida que a potência lançada aumenta, aumenta também o gorjeio, podendo-se
observar variações de freqüência, mesmo a 0 dBm.
Nos resultados obtidos usando a fibra G.652, apesar de a dispersão cromática ter sido
completamente compensada ao final da linha, a ação conjunta do gorjeio, induzido pela
automodulação de fase, e da dispersão provocam distorções no formato do pulso. Na Figura
3.44, na Figura 3.46 e na Figura 3.48 notam-se mudanças no formato do pulso que se
acentuam conforme a potência aumenta. Essas deformações são visíveis principalmente nos
bits da seqüência 111.
Para as medidas feitas usando fibra DS, cujos resultados são vistos nas Figura 3.43, na
Figura 3.45 e na Figura 3.47, os pulsos não apresentam deformações em função da potência
média, variada de 0 dBm até 9 dBm.
Outro fenômeno que reforça a idéia da deformação dos pulsos é a formação de
pequenos lóbulos laterais aos picos de gorjeio que aparecem nas medidas com fibra G.652 e
não aparecem nas medidas feitas com fibra DS. Os lóbulos formados são vistos ao lado dos
picos de gorjeio, ao longo da parte interna das bordas das seqüências de bits 1. A comparação
entre as medidas feitas com fibra DS e G.652 em 9 dBm, mostradas na Figura 3.47 e a Figura
3.48, facilita a observação do fenômeno.
A formação dos lóbulos no gorjeio é resultado do deslocamento temporal do gorjeio
induzido devido à presença da dispersão cromática e se tornam mais destacados com o
aumento da potência transmitida.
A Figura 3.49 e a Figura 3.50 mostram os valores de pico do gorjeio para os três
valores de potência transmitidos para a fibra DS e G.652. Os valores pico do gorjeio medido
são comparados com os valores teóricos dados por (2.62) e (2.74). Os valores dos parâmetros
usados nos cálculos são dados na Tabela 3.5.
93
Tabela 3.5: Parâmetros usados no cálculo do gorjeio das fibras.
Parâmetro G.652 DS Unidade
atenuação
0,180
0,206
dB/km
A
eff
80
55
µm
2
λ
λλ
λ
1541,382
1559,640
nm
n
2
2,6x10
-20
2,6x10
-20
m
2
/W
t
10-90
33
33
ps
-4,E+09
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
4,E+09
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18
Potência [mW]
Gorjeio [Hz]
Máximo - Teórico
Mínimo - Teórico
Máximo - Experimental
Mínimo - Experimental
Figura 3.49: Valor de pico do desvio de freqüência em função da potência. Fibra DS.
94
-3,E+09
-2,E+09
-1,E+09
0,E+00
1,E+09
2,E+09
3,E+09
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18
Potência [mW]
Gorjeio [Hz]
Máximo - Teórico
Mínimo - Teórico
Máximo - Experimental
Mínimo - Experimental
Figura 3.50: Valor de pico do desvio de freqüência em função da potência. Fibra G.652.
Apesar das imperfeições do sinal gerado pelo transmissor e das deformações causadas
pela interação do gorjeio com a dispersão local, os resultados apresentaram boa concordância
com os modelos usados.
Mesmo demonstrando a possibilidade de variação de gorjeio desejada, o EAM usado
apresentou deformações no sinal dependentes do comprimento das seqüências de bits 1. Este
comportamento não é desejável pois torna a qualidade da transmissão dependente das
seqüências de dados transmitidos e dificulta as análises baseadas em modelos teóricos, dada a
complexidade do efeito apresentado.
Baseado nestas análises o uso do EAM seria desaconcelhável, não fosse o fato de um
único dispositivo ter sido analisado. Os dados aqui disponíveis não permitem uma conclusão
generalizada sobre o comportamento geral dos EAM, somente da unidade analisada.
Ao contrário do EAM usado, os moduladores Mach-Zehnder apresentam um
comportamento mais previsível e modelagem mais simples e precisa, tanto na geração do
gorjeio quanto na formatação dos pulsos e na interação com a fibra.
95
4 Medidas de transmissão
Neste capítulo são descritas as medidas de transmissão. Foram feitas três séries de
medidas para distâncias de 50 km, 100 km e 200 km de fibra.
As medidas em 50 km de fibra G.652 foram feitas com o EAM e os dois moduladores
MZ. Foram comparados os desempenhos dos moduladores medindo o fator Q em função da
potência na entrada do pré-amplificador sem fibra e, posteriormente, acrescentando-se 50 km
de fibra, sem compensação de dispersão. Os experimentos com fibra foram feitos em dois
níveis de potência, 0 dBm e 10 dBm.
Para a distância de 100 km foi usado um sistema ponto-a-ponto com pré-amplificação e
compensação de dispersão na recepção. O sinal foi transmitido em três níveis de potência, 0
dBm, 6 dBm e 10 dBm, usando os dois moduladores MZ. Os resultados foram comparados
com simulações.
Na transmissão em 200 km foram feitas medidas em um sistema com amplificadores e
compensação em linha. As transmissões foram feitas também para os dois moduladores em
um sistema de dois enlaces de 100 km. A compensação de dispersão foi feita ao final de cada
enlace usado também um compensador variável na recepção. Foram transmitidos em 0 dBm
por enlace e 6 dBm no primeiro e 9 dBm no último. Mediu-se o fator Q em função da
dispersão acumulada na linha.
96
4.1 Comparação de desempenho dos moduladores
Nestes experimentos os desempenhos em transmissão do EAM e dos moduladores MZ
são comparados medindo-se a sensibilidade no sistema sem fibra e com 50 km de fibra G.652.
As medidas foram feitas em um arranjo com EDFAs na transmissão e na recepção. O fator Q
foi medido para diversos valores de potência na entrada do pré-amplificador, mantendo-se
constante a potência no fotodetector. Nas medidas com fibra foram usados dois valores de
potência de transmissão, 0 dBm e 10 dBm.
Uma vez medidos os desempenhos, foram determinadas as penalidades de transmissão
para uma taxa de erros de bit de 10
-12
.
97
4.1.1 Descrição da montagem
O arranjo usado nas medidas é mostrado na Figura 4.1.



λ
λλ
λ



Mod.
EDFA



EDFA

$
!
!!
!
"#
"#"#
"#
#
# #
#



λ
λλ
λ



Mod.
EDFA



EDFA

$
!
!!
!
"#
"#"#
"#
#
# #
#
Figura 4.1: Arranjo para medida de fator Q.ECL é o laser sintonizável, “pol” o controlar de polarização, “mod.” o modulador,
“driver” o circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a fibra dopada com érbio, PPG o gerador de padrões, Att
o atenuador óptico variável, OSA o analisador de espectro óptico, FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, 90/10 o acoplador
óptico 90%/10%, “clock rec.” o recuperador de relógio a 10 GHz, PIN o fotodetector, ED o detector de erros, OSC o
osciloscópio de amostragem de 40 GHz e PC é o computador.
Para os moduladores Mach-Zehnder foi usada uma fonte C.C. externa para o ajuste do
ponto de polarização. O EAM, além da fonte de polarização usa um controlador de
temperatura.
Para cada modulador foram feitas, inicialmente, medidas de fator Q em função da
potência de entrada do pré-amplificador sem a fibra óptica. Estas medidas serviram para a
determinação da sensibilidade, que foi usada como referência no cálculo das penalidades. Os
valores de sensibilidade foram determinados usando polinômios de segundo grau como curvas
de ajuste e determinando a potência necesária para se obter a taxa de erros de 10
-12
. Este valor
de taxa de erros corresponde a um valor de Q de 16,9 dB.
Foram medidos fatores Q para dois níveis de potência na fibra, 0 dBm e 10 dBm.
As penalidades foram calculadas pela diferença da potência na entrada do pré-
amplificador, necessária para a taxa de erros de 10
-12
, sem a fibra e para a potência necessária
para se obter a mesma taxa, usando a fibra.
A potência na entrada do pré-amplificador foi alterada atuando-se no primeiro
atenuador e a potência no fotodetector foi mantida constante em 0 dBm atuando-se no
segundo atenuador.
Os moduladores Mach-Zehnder usados nas medidas foram os single-drive com gorjeio
nulo e o dual-drive para
= 1 e = -1.
98
As medidas com o EAM foram feitas para um sinal elétrico de 2,5 V de amplitude
pico a pico. As temperaturas de operação foram 15 °C, 25 °C, 35 °C e 45 °C e a tensão de
polarização foi -1,5 V, escolhida para otimizar o formato do sinal gerado. O comprimento de
onda usado foi 1547,55 nm.
99
4.1.2 Resultados
As curvas de fator Q em função da potência de entrada para o EAM são mostradas nas
Figura 4.2 a Figura 4.5.
15
16
17
18
19
20
21
22
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q[dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.2: Variação do fator Q em função da potência
para EAM a 15 °C.
15
16
17
18
19
20
21
22
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q[dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.3: Variação do fator Q em função da potência
para EAM a 25 °C.
15
16
17
18
19
20
21
22
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q[dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.4: Variação do fator Q em função da potência
para EAM a 35 °C.
15
16
17
18
19
20
21
22
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q[dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.5: Variação do fator Q em função da potência
para EAM a 45 °C.
A Figura 4.6 mostra as curvas de fator Q em função da potência de entrada do pré-
amplificador para 15 °C, 25 °C, 35 °C e 45 °C. As curvas mostradas são das medidas sem
fibra.
100
15
16
17
18
19
20
21
22
-37 -35 -33 -31 -29 -27 -25
Potência [dBm]
Q[dB]
15°C
25°C
35°C
45°C
Figura 4.6: Curvas de fator Q em função da potência de entrada do pré-amplificador do EAM. sem fibra.
As curvas de fator Q em função da potência de entrada para os moduladores dual-
drive e single-drive são mostradas na Figura 4.7 a Figura 4.9.
15
17
19
21
23
25
27
29
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q [dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.7: Variação do fator Q em função da potência
para Mach-Zehnder dual-drive. α = -1.
15
17
19
21
23
25
27
29
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q [dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.8: Variação do fator Q em função da potência
para Mach-Zehnder dual-drive. α = 1.
15
17
19
21
23
25
27
29
-38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20
Potência [dBm]
Q [dB]
sem fibra
10dBm
0dBm
Figura 4.9: Variação do fator Q em função da potência para Mach-Zehnder single-drive. α = 0.
101
A Tabela 4.1 mostra os valores de sensibilidade e penalidade para os moduladores.
Tabela 4.1: Valores de sensibilidade e penalidade para os moduladores.
Sensibilidade [dBm] Penalidade [dB]
Sem fibra 0 dBm 10 dBm 0 dBm 10 dBm
EAM 15 °C
-34,58
-26,47
-28,88
8,11
5,70
EAM 25 °C
-34,84
-27,13
-30,47
7,71
4,37
EAM 35 °C
-34,07
-26,53
-29,31
7,54
4,76
EAM 45 °C
-32,99
-15,68
-24,58
17,31
8,41
Dual-drive α
αα
α = -1
-36,22
-35,89
-36,49
0,33
-0,27
Single-drive α
αα
α = 0
-35,76
-33,95
-35,00
1,81
0,76
Dual-drive α
αα
α = 1
-35,14
-22,54
-21,58
12,66
13,56
Nota-se na Tabela 4.1 que a sensibilidade sem fibra varia aproximadamente 1,1 dB
para os moduladores Mach-Zehnder e 1,85 dB para o EAM. O EAM apresentou um valor
médio de sensibilidade sem fibra 1,59 dB menor que a média dos resultados obtidos com os
moduladores do tipo Mach-Zehnder.
As variações de sensibilidade, no caso dos moduladores Mach-Zehnder, são creditadas
a pequenas diferenças entre o desempenho dos dois moduladores, quando se comparam os
resultados obtidos com os moduladores dual-drive e single-drive, e alterações no ajuste do
ponto de polarização, que têm influência em parâmetros como a razão de extinção e
oscilações nos níveis 0 e 1 dos bits transmitidos.
A tensão de polarização dos moduladores Mach-Zehnder foi ajustada para maximizar
a razão de extinção e manter o diagrama de olho com ponto de cruzamento em torno de 50%
± 2% no início de cada prova. Foi também ajustada a polarização do sinal óptico de entrada
dos moduladores para se obter a maior razão de extinção do sinal. Estes parâmetros também
foram ajustados diversas vezes ao longo das medidas.
No arranjo experimental usado não havia controle automático de tensão de polarização
dos moduladores Mach-Zehnder e acoplamento com fibra do tipo Panda para a manutenção
do estado de polarização do sinal óptico entre o laser e os moduladores. Por estes motivos,
alguma variação na razão de extinção ao longo das medidas pode ter ocorrido, alterando
ligeiramente o desempenho dos moduladores, apesar dos constantes ajustes feitos.
No caso das medidas com o EAM, a temperatura de trabalho era mantida constante
por meio de um circuito de controle externo. Dadas as pequenas dimensões do modulador, as
condições térmicas de operação eram muito mais estáveis no arranjo com este modulador que
no arranjo com os moduladores Mach-Zehnder. Apesar da possibilidade de ter havido alguma
102
variação na polarização óptica do sinal de entrada do modulador, esse parâmetro foi ajustado
diversas vezes ao longo das medidas, não sendo creditadas a ela variações significativas nos
resultados obtidos.
A principal causa das diferenças de desempenho, observadas para o EAM nos testes
sem fibra, foi a dependência da modulação com o tamanho da seqüência de bits 1 usadas em
função da temperatura, como se pode observar anteriormente nos gráficos da Figura 3.8 à
Figura 3.19.
Uma grande diferença de desempenho aparece nos resultados usando 50 km de fibra
G.652. Nota-se que as penalidades, para os moduladores Mach-Zehnder, aumentam conforme
o valor de cresce. Este resultado está de acordo com o esperado, conforme a descrição feita
na seção 2.5 (Gorjeio na transmissão), em especial com os diagramas de olho mostrados na
Figura 2.13.
De maneira geral espera-se que, como a transmissão foi feita em uma linha com um
valor de dispersão positivo, o melhor resultado seja obtido para valores negativos de . De
acordo com a Tabela 3.4, nas condições de operação usadas nestas medidas, os valores de
do EAM estavam limitados à faixa [-0,38; +0,10], considerando os dois métodos de medidas
usados.
Como o valor de do EAM tende a diminuir conforme a temperatura de operação
aumenta, poder-se-ia esperar uma melhora de desempenho para temperaturas maiores, porém
como visto na Tabela 4.1, os resultados não confirmam esse raciocínio. Deve-se isso às
deformações dos pulsos gerados que também aumentam em função da temperatura, conforme
visto na Figura 3.8 até a Figura 3.19.
As transmissões feitas em 10 dBm, tanto para o EAM quanto para os moduladores
Mach-Zehnder, apresentaram penalidades menores que as feitas em 0 dBm. Conforme
mostrado em (2.63), a automodulação de fase provoca uma diminuição do valor de do sinal
transmitido, melhorando o desempenho em transmissões com valor positivo de dispersão
residual.
O modulador dual-drive com = 1 apresentou penalidades muito altas, tanto para 0
dBm como para 10 dBm. Como, de acordo com a Tabela 2.2, o valor de gerado por um
enlace com potência transmitida de 10 dBm é –0,286, o gorjeio equivalente à soma do gorjeio
do modulador com o gerado na fibra ainda resulta em um valor alto ( = 0,714), causando
penalidades superiores a 12 dB em ambos os casos e mantendo o comportamento da curva
praticamente inalterado com o aumento da potência.
103
Em todos os casos, as penalidades para valores mais baixos de potência de entrada
foram menores que aquelas observadas em potências maiores. Isso se deve à influência do
ruído interno do receptor, independente da potência do sinal, sobre as taxas de erro que
sobrepuja a ação da dispersão cromática à medida que a potência de entrada diminui.
De maneira geral, o desempenho dos moduladores Mach-Zehnder foi melhor que o do
EAM usado, em função do formato dos pulsos produzidos e da insensibilidade à seqüência de
bits transmitidos.
104
4.2 Transmissão por 100 km
Nesta prova foram feitas medidas de fator Q para uma transmissão de 100 km em fibra
G.652 com compensação de dispersão na recepção. Os sinais foram transmitidos em três
níveis de potência, 0 dBm, 6 dBm e 10 dBm. Foram usados dois moduladores, o dual-drive
com = 1 e = -1 e também um modulador single-drive com gorjeio nulo. Foram usados
diversos valores de compensação de dispersão na recepção. A relação sinal-ruído foi mantida
constante em 25 dB para todos os casos. Os resultados foram comparados com os de
simulações numéricas para se verificar a concordância dos resultados experimentais,
confirmando a validade das simulações.
105
4.2.1 Descrição da montagem
O arranjo usado nas medidas de fator Q para diversos valores de potência de
transmissão e compensação de dispersão é visto na Figura 4.10.





λ
λλ
λ
Mod.
EDFA




EDFA

$
!
!!
!
"#
"#"#
"#
#
# #
#











λ
λλ
λ
Mod.
EDFA




EDFA

$
!
!!
!
"#
"#"#
"#
#
# #
#






Figura 4.10: Arranjo para medida do fator Q para o enlace de 100km. ECL é o laser sintonizável, “pol” o controlar de
polarização, “mod.” o modulador, “driver” o circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a fibra dopada com
érbio, PPG o gerador de padrões, Att o atenuador óptico variável, OSA o analisador de espectro óptico, “comp.disp” o
compensador dei dispersão, FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, 90/10 o acoplador óptico 90%/10%, “clock rec.” o
recuperador de relógio a 10 GHz, PIN o fotodetector, ED o detector de erros, OSC o osciloscópio de amostragem de 40 GHz e
PC é o computador.
Os moduladores Mach-Zehnder usados nas medidas foram os single-drive com gorjeio
nulo e o dual-drive para = 1 e = -1. Foi usada uma fonte C.C. externa para o ajuste do
ponto de polarização dos moduladores.
Foram feitas medidas de fator Q para cada modulador variando o valor da
compensação de dispersão na recepção. O valor do do modulador dual-drive foi alterado
mudando-se o braço no qual o sinal elétrico foi aplicado. Foram medidos fatores Q para três
níveis de potência na fibra, 0 dBm, 6 dBm e 10 dBm. A variação de potência foi feita
ajustando-se o nível de potência de bombeamento do primeiro EDFA.
106
A relação sinal-ruído na recepção foi mantida constante em 25 dB para as medidas
com o dual-drive e em 27,1 dB para o single-drive, atuando-se no primeiro atenuador. A
relação sinal-ruído foi medida com resolução de 0,2 nm. A potência no fotodetector foi
mantida constante em 0 dBm atuando-se no segundo atenuador.
Os valores de compensação de dispersão foram obtidos usando-se combinações de
compensadores fixos associados a um compensador variável. A variação de compensação foi
feita com passos de 50 ps/nm. Os compensadores usados foram uma unidade de compensação
de dispersão, em fibra, de -342 ps/nm, uma rede de Bragg de -670 ps/nm, uma de -1005 ps/nm
e uma de -1340 ps/nm. O compensador variável foi usado com valores de -450 ps/nm a -850
ps/nm. O comprimento de onda usado foi 1555 nm e a dispersão total da fibra foi 1664 ps/nm.
Os resultados são mostrados nos gráficos do fator Q em dB versus dispersão residual, definida
como a soma da dispersão da fibra com a do compensador.
107
4.2.2 Resultados
Para o modulador dual-drive com = -1 os resultados das medidas em 0 dBm, 6 dBm
e 10 dBm são vistos, juntamente com os resultados das simulações, na Figura 4.11 a Figura
4.13.
17
18
19
20
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22
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26
27
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 4.11: Variação do fator Q em função do resíduo de
dispersão para Mach-Zehnder dual-drive, α = -1, 0dBm.
17
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23
24
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27
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 4.12: Variação do fator Q em função do resíduo de
dispersão para Mach-Zehnder dual-drive, α = -1, 6dBm.
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 4.13: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para Mach-Zehnder dual-drive, α = -1, 10dBm.
Para o modulador single-drive os resultados das medidas em 0 dBm, 6 dBm e 10 dBm
são vistos, juntamente com os resultados das simulações, na Figura 4.14 a Figura 4.16.
108
20
21
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28
29
30
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Simulação
Experimental
Figura 4.14: Variação do fator Q em função do resíduo de
dispersão para Mach-Zehnder single-drive, α = 0, 0dBm.
20
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22
23
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25
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28
29
30
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Simulação
Experimental
Figura 4.15: Variação do fator Q em função do resíduo de
dispersão para Mach-Zehnder single-drive, α = 0, 6dBm.
20
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22
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25
26
27
28
29
30
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Simulação
Experimental
Figura 4.16: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para Mach-Zehnder single-drive, α = 0, 10dBm.
Para o modulador dual-drive com = 1 os resultados das medidas em 0 dBm, 6 dBm
e 10 dBm são vistos, juntamente com os resultados das simulações, na Figura 4.11 a Figura
4.13.
109
17
18
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25
26
27
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 4.17: Variação do fator Q em função do resíduo de
dispersão para Mach-Zehnder dual-drive, α = 1, 0 dBm.
17
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19
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21
22
23
24
25
26
27
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 4.18: Variação do fator Q em função do resíduo de
dispersão para Mach-Zehnder dual-drive, α = 1, 6 dBm.
17
18
19
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25
26
27
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
Experimental
Simulação
Figura 4.19: Variação do fator Q em função do resíduo de dispersão para Mach-Zehnder dual-drive, α = 1, 10 dBm.
Da Figura 4.11 a Figura 4.19 notam-se alguns fenômenos marcantes. Valores positivos
de têm um valor ótimo de resíduo de dispersão negativo enquanto que os valores negativos
de têm o valor ótimo de dispersão positivo.
O aumento de potência causa um deslocamento do valor ótimo de resíduo de dispersão
em direção a valores maiores em função da automodulação de fase. O aumento de potência
causa também um estreitamento da curva de Q em função do resíduo.
A Tabela 4.2 mostra os valores ótimos de dispersão residual para os três valores de
potência e obtidos dos experimentos e das simulações. Para reduzir o impacto das variações
dos resultados, tanto experimentais como de simulação, ao invés de se tomar o valor de
dispersão que apresentra o valor mais alto de Q em cada caso, considerou-se o valor mediano
dos pontos que estejam a, no máximo, 1 dB do valor mais alto.
110
Tabela 4.2: Valores ótimos de resíduos de dispersão cromática para propagação em 100km.
Resíduo ótimo de dispersão [ps/nm]
0 dBm 6 dBm 10 dBm
Simulação Experimental Simulação Experimental Simulação Experimental
-1
25 -225 125 200 250 250
0
-25 75 25 50 275 225
1
-25 -250 -100 -275 -225 -200
111
4.3 Transmissão por 200km
Foram feitos dois grupos de medidas em um enlace de 200 km de comprimento,
dividido em dois lances de 100 km, cada um com um estágio de compensação de dispersão no
final. Foram variados os valores dos compensadores no meio da linha e na recepção. Os
resultados foram dados na forma de fator Q em função do resíduo de dispersão na linha. As
medidas foram feitas usando dois níveis de potência. No primeiro grupo de medidas a
potência transmitida nos dois lances foi 0 dBm e no segundo grupo foram transmitidos 6 dBm
no primeiro lance e 9 dBm no segundo lance.
112
4.3.1 Descrição da montagem
O arranjo usado nas medidas é mostrado na Figura 4.20.
90%
!
EDFA
%&
≈
≈≈
≈
#
10%

λ

'
100km
MZ
#

(
!)*(*
EDFA
DCM 1
EDFA
DCM 2
VDCM
100km
EDFA
*


!
!!
!

90%
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EDFA
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≈
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≈
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#
10%

λ

'
100km
MZ
#

(
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EDFA
DCM 1
EDFA
DCM 2
VDCM
100km
EDFA
*


!
!!
!

Figura 4.20: Arranjo para medidas de fator Q em 200km. ECL é o laser sintonizável, “pol” o controlar de polarização, “mod.” o
modulador, “driver” o circuito de acionamento do modulador, EDFA o amplificador a fibra dopada com érbio, PPG o gerador de
padrões, Att o atenuador óptico variável, OSA o analisador de espectro óptico, DCM1 e DCM2 módulos de compensação de
dispersão, VDCM compensador de dispersão variável, FO o filtro óptico de 0,8 nm de banda, 90/10 o acoplador óptico
90%/10%, “clock rec.” o recuperador de relógio a 10 GHz, PIN o fotodetector, ED o detector de erros, OSC o osciloscópio de
amostragem de 20 GHz e PC é o computador.
Os moduladores Mach-Zehnder usados nas medidas foram os single-drive com gorjeio
nulo e o dual-drive para = 1 e = -1. Foi usada uma fonte C.C. externa para o ajuste do
ponto de polarização dos moduladores. Foram feitas medidas de fator Q para cada modulador
variando o valor da compensação de dispersão na recepção e no meio do enlace. O valor do
do modulador dual-drive foi alterado mudando-se o braço no qual o sinal elétrico foi aplicado.
Foram medidos fatores Q para dois níveis de potência na fibra, 0 dBm no primeiro e
segundo lance, 6 dBm no primeiro lance e 9 dBm no segundo lance. A variação de potência
foi feita ajustando-se os atenuadores
A potência no fotodetector foi mantida constante em 0 dBm atuando-se no atenuador
Att4. Os valores de compensação de dispersão foram obtidos usando-se combinações de
compensadores fixos associados a um compensador variável. A variação de compensação foi
feita com passos de 50 ps/nm. Os compensadores usados foram uma unidade de compensação
de dispersão, em fibra, de -342 ps/nm, uma em rede de Bragg de -670 ps/nm, uma de -1005
ps/nm e uma de -1340 ps/nm. O compensador variável, baseado em rede de Bragg, foi usado
com valores de -450 ps/nm a -850 ps/nm.
O comprimento de onda usado foi 1559 nm e a dispersão do primeiro enlace foi de
1721 ps/nm e do segundo 1689 ps/nm.
113
Os resultados são mostrados nos gráficos de fator Q em dB versus dispersão residual,
definida como a soma da dispersão da fibra com a dos compensadores.
Os valores dos compensadores usados são mostrados na Tabela 4.3. Além desses
compensadores, foi usado em todos os casos um compensador variável após o segundo
módulo de compensação. A dispersão foi variada em passos de 10 ps/nm.
Tabela 4.3: Valores dos compensadores usados na transmissão a 200 km.
Primeiro estágio Segundo estágio
Tipo Valor [ps/nm]
Tipo Valor [ps/nm]
Grade
-1049
Grade
-722
Grade
-1435
Grade
-722
Grade
-1435
Grade
-1049
Grade
Fibra
-1435
-342
Grade
-1049
Grade
Grade
-1435
-722
Grade
-1049
Grade
Grade
Fibra
-1435
-722
-342
Grade
-1049
Grade
Grade
Fibra
-1435
-722
-342
Grade
-1407
114
4.3.2 Resultados
Os resultados das medidas em 200 km são vistos na Figura 4.21 e Figura 4.22,
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
α = 1
α = 1α = 1
α = 1
α = −1
α = −1α = −1
α = −1
α = 0
α = 0α = 0
α = 0
Figura 4.21: Transmissão em 200 km. Potência transmitida no primeiro enlace 0 dBm e 0 dBm no segundo enlace.
19
20
21
22
23
24
25
26
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28
29
-1000 -500 0 500 1000
Resíduo de dispersão [ps/nm]
Q [dB]
α = 1
α = 1α = 1
α = 1
α = −1
α = −1α = −1
α = −1
α = 0
α = 0α = 0
α = 0
Figura 4.22: Transmissão em 200 km. Potência transmitida no primeiro enlace 6 dBm e 9 dBm no segundo enlace.
115
Notam-se nos resultados desta prova que os valores negativos de têm o ótimo em
resíduos positivos de dispersão, valores positivos de têm o ótimo em resíduos positivos e
nulo tem o ponto ótimo para resíduos próximos a 0. A automodulação fez aumentar os valores
ótimos de dispersão residual em todos os casos.
Outro comportamento notável nos resultados obtidos é a diferença dos valores máximos
de Q para as curvas onde o valor de
α
é diferente de zero quando comparados com o valor
máximo quando
α
é nulo. Esse comportamento é devido ao fato que, usando um valor de α
não nulo, é possível concentrar a energia das bordas das seqüências de bits 1 no centro dos
bits 1 adjacentes quando condições ótimas de dispersão, automodulação de fase e gorjeio
estão presentes simultanemente.
Os valores medidos de fator Q mostram-se mais instáveis à medida que seu valor
aumenta. Isto se deve ao método de medida que extrapola as curvas de taxas de erro em
função do valor do limiar decisão até o ponto de cruzamento entra as curvas para o nível 0 e o
nível 1. Neste processo, como as medidas de taxas de erros são feitas até valores próximos a
10
-12
, quanto maior o valor de Q maior a extrapolação feita. A extrapolação dos dados
aumenta a incerteza do resultado à medida que a taxa de erro no limiar ótimo diminui. Como
referência do nível de extrapolação a que se pode alcançar, para Q igual a 25 dB, a taxa de
erros é aproximadamente 10
-70
.
A Tabela 4.4 mostra os valores ótimos de dispersão residual para os dois valores de
potência e os três valores de obtidos dos experimentos. Para reduzir o impacto das variações
dos resultados, tanto experimentais como de simulação, ao invés de se tomar o valor de
dispersão que apresentra o valor mais alto de Q em cada caso, considerou-se o valor mediano
dos pontos que estejam a, no máximo, 1 dB do valor mais alto.
Tabela 4.4: Valores ótimos de resíduos de dispersão cromática para propagação em 200km.
Resíduo ótimo de dispersão [ps/nm]
0 dBm e 0 dBm
6 dBm e 9 dBm
-1
150 225
0
-200 -100
1
-400 -250
116
5 Simulações de sistemas de transmissão
As simulações dos sistemas ópticos realizadas neste trabalho foram feitas usando o
programa OptiSystem 3.1 [81].
O formato de modulação usado foi o NRZ com gorjeio de transiente. Neste esquema
de modulação o sinal apresenta uma modulação de fase durante as transições de amplitude
proporcional à potência na saída do transmissor. Para se obter o efeito desejado um
modulador Mach-Zehnder de gorjeio nulo é usado em série com um modulador de fase para
gerar o gorjeio. A mesma seqüência de bits usada no modulador de amplitude é aplicada ao
modulador de fase. A amplitude do sinal elétrico aplicado ao modulador de fase controla a
intensidade da fase no sinal de saída. A variação da fase em função do tempo causa o desvio
em freqüência que deve ser sincronizado com as transições de amplitude.
Quando o aumento da amplitude do sinal é acompanhado de uma variação positiva na
fase, proporcional ao sinal elétrico aplicado no modulador de amplitude, obtém-se um gorjeio
positivo (
α
> 0). No caso em que a fase sofre uma variação negativa obtém-se um gorjeio
negativo (
α
< 0). Se nenhum sinal for aplicado ao modulador de fase não haverá gorjeio (
α
=
0).
Nos testes feitos em laboratório foram usados moduladores Mach-Zehnder single-
drive e dual-drive para simular o esquema de modulação proposto. A configuração usada em
laboratório permite três valores de , sendo = 1 ou = -1 para o modulador dual-drive,
dependendo do ponto de polalarização usado, e = 0 para o modulador single-drive.
Das equações (2.11) e (2.19) nota-se que o comportamento da variação de fase em
função do sinal elétrico aplicado a um modulador dual-drive é o mesmo que o de um
modulador de fase.
Uma possibilidade de implementação do circuito óptico e elétrico para o modulador
NRZ com gorjeio é mostrada na Figura 5.1. O mesmo efeito pode ser conseguido usando-se a
variante mostrada na Figura 5.2. A equivalência funcional dos dois esquemas de modulação é
demonstrada na Seção 2.5 (Gorjeio na transmissão).
117
MZ
MF
G
Gv
XOR
Fase
Dados
MZ
MF
G
Gv
XOR
Fase
Dados
Figura 5.1: Esquema do modulador NRZ com gorjeio de transiente usando um modulador de amplitude com gorjeio nulo e um
modulador de fase em série. XOR é uma porta lógica do tipo ou-exclusivo, G o acionador do modulador Mach-Zehnder, Gv o
amplificador de ganho variável, MZ o modulador Mach-Zehnder e MF o modulador de fase.
No esquema proposto na Figura 5.1 a profundidade de modulação de fase do sinal é
dada pelo ganho do amplificador Gv e o sentido da modulação de fase é definido pela entrada
lógica fase. Se o sinal de fase for 0 o gorjeio é positivo, se for 1 o gorjeio é negativo.
Quando o modulador dual-drive é acionado em um único braço com uma tensão de
modulação de pico de metade do valor de V
a variação de fase na saída de 90°. Neste caso,
dependendo do braço acionado, pode-se ter uma variação de fase de 90°, corresponde a = 1,
ou de -90°, correspondente a = -1. Da mesma maneira, no esquema proposto na Figura 5.1
para se obter = 1 basta aplicar um sinal ao modulador de fase com amplitude igual à metade
de V
.
MZ
Gv1
Dados
Gv2
MZ
Gv1
Dados
Gv2
Figura 5.2: Esquema do modulador NRZ com gorjeio de transiente usando um modulador de amplitude dual-drive. Gv1 e Gv2
são os acionadores com ganhos variáveis do modulador Mach-Zehnder e MZ é o modulador Mach-Zehnder.
118
Foram feitas simulações de dois tipos de sistemas de transmissão óptica monocanal
usando o esquema proposto de modulação. O primeiro tipo de sistema foi o ponto-a-ponto.
Esse sistema foi simulado tendo um único lance de fibra entre a estação transmissora e a
receptora, com um amplificador na transmissão, mas não na recepção. Esta análise foi feita
sem o uso de unidades de compensação de dispersão.
As principais limitações do alcance deste tipo de sistemas são a sensibilidade do
receptor e as deformações causadas no pulso óptico.
O segundo tipo de sistema de transmissão considerado foi o de longa distância. Neste
caso, são usados amplificadores intermediários e compensação de dispersão ao longo do
enlace. O sistema estudado usa a mesma forma de modulação do sistema ponto a ponto em
uma distância de 1000 km. Foi considerado que as distâncias entre os amplificadores são
iguais e a compensação de dispersão é feita ao final de cada lance de fibra.
No caso dos sistemas de longa distância o sinal é pré-amplificado antes do receptor
fornecendo potência suficiente ao sinal óptico para sobrepujar o ruído interno do receptor.
Nesta configuração o ruído predominante é o oriundo do ruído óptico acumulado ao longo da
linha.
Como a dispersão cromática acumulada é compensada, mesmo que parcialmente, a
cada enlace a distância máxima de propagação pode ser aumentada consideravelmente.
Lembramos que o objetivo deste trabalho é a otimização das condições de propagação usando
o gorjeio de transiente ajustável no modulador e o estudo da robustez do sistema às variações
no mapa de dispersão e níveis de potência do sinal transmitido.
Foram considerados dois sistemas de 1000 km, um com dez lances de 100 km
(10x100km) e outro com oito lances de 125 km (8x125km). Para esses enlaces foram
analisados os efeitos da variação da compensação de dispersão ao longo do enlace e o impacto
do gorjeio sobre o desempenho. Também foi também feita uma simulação comparando o
desempenho do sistema na condição de potência nominal com uma condição onde o sinal foi
aumentado em 5 dB. Esta análise foi feita para = 0 e = 1. Os valores utilizados nestas
simulações estão na Tabela 5.1. O valor de densidade espectral de ruído elétrico equivalente
do receptor foi ajustado para se obter um valor de sensibilidade de -18 dBm, mais próximo
dos valores obtidos em receptores com fotodedetectores do tipo PIN disponíveis
comercialmente. O valor usado anteriormente, mostrado na Tabela 3.2, foi ajustado com base
nos dados do receptor disponível no laboratório.
119
Tabela 5.1: Valores usados nas simulações para 1000km.
Parâmetro Valor Unidade Condição
Taxa de transmissão
10 Gbit/s
Atenuação da fibra (G.652)
0,2 dB/km
Área equivalente do núcleo da fibra (G.652)
80 m
2
n2 da fibra (G.652)
2,6x10
-20
m
2
/W
Atenuação da fibra de comp. de disp.
0 dB
Canais
1
Freqüência óptica
193,1 THz
Largura de linha
10 MHz
Seqüência
256 bits equiprováveis
Pontos por bit
64
Ruído do receptor
3,1x10
-22
W/Hz
Filtragem óptica
Trapezoidal
Banda óptica plana
100 GHz
Banda óptica a 3 dB
125 GHz a 3 dB do centro
Filtragem elétrica
Bessel
Ordem do filtro elétrico
4
a
.
Banda elétrica
7,5 GHz
OSNR
20 dB 0,2nm
Formato do pulso
NRZ
Razão de extinção
13 dB
Fotodetector
PIN
Dispersão cromática
16 ps/nm.km em 193,1 THz
Variação da dispersão cromática em
função do comprimento de onda
0,055 ps/nm
2
.km
Ganho de pequenos sinais do EDFA
50 dB
Figura de ruído dos amplificadores ópticos
5 dB
Ponto de cruzamento do diagrama de olho
50 %
Formato da transição
senoidal
Tempo de subida
35 ps 10% a 90% MZ
Tempo de descida
35 ps 10% a 90% MZ
120
5.1 Sistemas ponto-a-ponto
O foco das análises feitas nesta seção é o efeito da dispersão na transmissão do sinal
em uma condição de transmissão na qual o ruído do receptor é preponderante sobre o ruído de
origem óptica. Em outras palavras, o sinal que chega ao receptor não foi degradado pela
diminuição da relação sinal-ruído óptica causada pelo acúmulo de potência de emissão
espontânea produzida por amplificadores ópticos ao longo da linha.
A potência de transmissão foi variada para se obter a curva de taxa de erro (BER) em
função da potência de entrada do receptor para vários comprimentos do enlace. O objetivo
desta abordagem foi determinar a variação da curva de BER em função da potência na entrada
do receptor para as várias distâncias de propagação e diversos valores de α, comparando-as à
curva obtida na condição back-to-back. Vale lembrar que na condição back-to-back, dada a
ausência de dispersão cromática, a curva de BER em função da potência de entrada não se
altera para qualquer valor de
α
.
A Figura 5.3 mostra o esquema analisado e a Tabela 5.2 mostra os valores de
atenuação e dispersão usados em cada simulação. Os demais parâmetros usados nas
simulações são os mesmos apresentados na Tabela 5.1, exceto aqueles referentes ao filtro
óptico, por não ser usado nestas simulações, e a OSNR no receptor que foi 50 dB para 0,2 nm
de resolução.
A potência transmitida em cada caso pode ser calculada subtraindo-se a atenunação de
cada enlace da potência no receptor.
TX
RX
EDFA
Fibra
Z trans
F.P.B.
Gerador
Modulador
TX
RX
EDFA
Fibra
Z trans
F.P.B.
Z trans
F.P.B.
Gerador
Modulador
Figura 5.3: Esquema de transmissão ponto-a-ponto.
121
Tabela 5.2: Dados dos enlaces ponto-a-ponto simulados.
Comprimento do enlace [km] Atenuação [dB] Dispersão [ps/nm]
25 5 400
50 10 800
75 15 1200
100 20 1600
125 25 2000
150 30 2400
As simulações foram feitas a 10Gbit/s para as distâncias de 0 km (back-to-back.) até
150 km, em passos de 25 km, usando também diversos valores de . A fibra simulada foi
padrão ITU-T G. 652 [26] com dispersão de 16 ps/nmkm. Os resultados são comparados em 4
condições: = -1, = 0, = 1 e ótimo para cada distância. O valor de ótimo foi
determinado variando-se o valor de para cada distância e escolhendo-se o valor que
apresentava a menor penalidade para BER igual a 10
-12
. A variação de foi feita em passos de
0,25.
Na Figura 5.4 são mostradas as curvas de BER em função da potência de sinal no
receptor para um sinal gerado com = -1. São mostradas as curvas para comprimentos de
enlace de 0 km (back-to-back) até 125 km.
1,E-15
1,E-14
1,E-13
1,E-12
1,E-11
1,E-10
1,E-09
1,E-08
1,E-07
1,E-06
1,E-05
1,E-04
1,E-03
-20 -19 -18 -17 -16 -15 -14 -13 -12
Potência [dBm]
BER
0 km
25 km
50 km
75 km
100 km
125 km
Figura 5.4: BER vs. potência de entrada diversos comprimentos de enlace. α = -1.
Para = -1, até a distância de 75 km, as penalidades são negativas, em 100 km a
penalidade é aproximadamente 1 dB e não foi possível atingir BER = 10
-12
para a distância de
125 km.
122
Na Figura 5.5 são mostradas as curvas de BER em função da potência de sinal no
receptor para um sinal gerado com = 0. São mostradas as curvas para comprimentos de
enlace de 0 km (back-to-back) até 150 km.
1,E-15
1,E-14
1,E-13
1,E-12
1,E-11
1,E-10
1,E-09
1,E-08
1,E-07
1,E-06
1,E-05
1,E-04
1,E-03
-20 -19 -18 -17 -16 -15 -14 -13 -12
Potência [dBm]
BER
0 km
25 km
50 km
75 km
100 km
125 km
150 km
Figura 5.5: BER vs. potência de entrada diversos comprimentos de enlace. α = 0.
Para = 0, a penalidade é nula até 25 km, em 50 km tem-se uma penalidade de 0,5
dB. As penalidades aumentam com o aumento da distância até que em 150km não é mais
possível atingir BER = 10
-12
. Nota-se, porém, uma melhora de desempenho para a distância
de 150 km com relação às distâncias de 100 km e 125 km para valores de BER maiores que
10
-10
. Essa melhora é fruto do gorjeio resultante da automodulação de fase (SPM).
Na Figura 5.6 são mostradas as curvas de BER em função da potência de sinal no
receptor para um sinal gerado com = 1. São mostradas as curvas para comprimentos de
enlace de 0 km (back-to-back), 25 km, 50 km e 150 km.
123
1,E-15
1,E-14
1,E-13
1,E-12
1,E-11
1,E-10
1,E-09
1,E-08
1,E-07
1,E-06
1,E-05
1,E-04
1,E-03
-20 -18 -16 -14 -12 -10
Potência [dBm]
BER
0 km
25 km
50 km
150 km
Figura 5.6: BER vs. potência de entrada diversos comprimentos de enlace. α = 1.
Para = 1, já em 25 km se tem uma penalidade superior a 2 dB, superando 3 dB em
50 km. Acima dessas distâncias não é mais possível atingir BER = 10
-12
até que, por conta da
ação conjunta da dispersão, do gorjeio e da automodulação de fase, se consiga atingir BER =
10
-9
em uma distância de 150 km. Acima de 50 km e abaixo de 150 km não foi possível
atingir nem mesmo BER = 10
-9
. Para a distância de 150 km a potência transmitida foi alta o
suficiente para que o gorjeio gerado pela SPM tivesse um impacto sensível no desempenho do
sistema.
A Figura 5.7 mostra as curvas de BER em função da potência de entrada para as
distâncias de 0 km até 150 km, cada uma na condição de ótimo.
1,E-15
1,E-14
1,E-13
1,E-12
1,E-11
1,E-10
1,E-09
1,E-08
1,E-07
1,E-06
1,E-05
1,E-04
1,E-03
-20 -19 -18 -17 -16 -15 -14 -13
Potência [dBm]
BER
0 km
25 km alfa -3,5
50km alfa -1,75
75km alfa -1
100km alfa -0,75
125km alfa -0,5
150km alfa 0,5
Figura 5.7 Sensibilidade para
α
ótimo.
124
Para as transmissões feitas usando o valor ótimo de
α
observaram-se valores negativos
de penalidade até a distância de 75 km. Acima de 75 km as penalidades foram positivas até a
distância de 150 km. Além de 150 km não foi possível atingir uma taxa de erros de 10
-12
.
Nota-se uma inversão do comportamento da curva de BER para a distância de 150 km para
uma potência de entrada próxima a -13,5 dBm.
A ação conjunta do gorjeio otimizado do modulador, da SPM e da dispersão concentra
a energia das bordas das seqüências de bits 1 no centro dos bits adjacentes às bordas, porém o
restante da energia dos bits também sofre os efeitos da dispersão cromática, deformando os
pulsos de maneira tal que não seja mais possível obter uma BER menor ou igual a 10
-12
. Esse
fenômeno explica que não seja possível, usando a solução simulada e sem compensação de
dispersão, ir além da distância de 150 km. A inversão na curva de BER ser deve ao fato da
potência na transmissão estar aumentando, causando assim um aumento no gorjeio pela SPM
e, conseqüentemente, deslocando a energia das bordas das seqüências de bits 1 cada vez mais
para fora da condição ótima.
A Tabela 5.3 mostra os valores de sensibilidade do receptor para uma taxa de erros
igual a 10
-12
para os enlaces simulados e a Tabela 5.4 mostra os valores de penalidade
relativas à sensibilidade do receptor em back-to-back. A sensibilidade do receptor para
BER=10
-12
em back-to-back foi -16,9 dBm. As células sem valores representam condições
onde não foi possível atingir uma taxa de erros de 10
-12
.
Nota-se que o uso do gorjeio ajustável melhora a sensibilidade do sistema reduzindo
as penalidades. Com essa solução consegue-se um desempenho superior ao dos transmissores
com moduladores em niobato de lítio de acionamento simples ou duplo. Em alguns casos
particulares, quando o valor de
α
do modulador coincidir com o valor ótimo, os desempenhos
serão similares.
Os valores ótimos de
α
do modulador para cada comprimento do enlace podem ser
vistos na Figura 5.8.
125
Tabela 5.3: Valores de potência de entrada do receptor para BER = 10
-12
para vários comprimentos de enlace.
Sensibilidade [dBm]
Dist. [km]
α = -1 α = 0 α = 1 α ótimo
25
-17,7
-16,8
-14,5
-18,3
50
-17,9
-16,3
-18,2
75
-17,4
-15,5
-17,4
100
-15,7
-14,5
-15,8
125
-14,4
-15,4
150
-13,8
Tabela 5.4: Valores penalidade da sensibilidade do receptor para vários comprimentos de enlace.
Penalidade [dB]
Dist. [km]
α = -1 α = 0 α = 1 α ótimo
25
-0,8
0,1
2,4
-1,4
50
-1,0
0,6
-1,3
75
-0,5
1,4
-0,5
100
1,2
2,4
1,1
125
2,5
1,5
150
3,1
A Figura 5.8 mostra os valores ótimos de para as diversas distâncias. Os resultados
mostrados foram obtidos por simulações numéricas. São mostradas duas curvas, uma sem a
inclusão do gorjeio gerado pela automodulação de fase e outra considerando o gorjeio gerado
pela automodulação de fase. Na curva que inclui a SPM foram acrescentadas barras de erros
correspondentes a ± 0,125 dB. Essas barras representam a margem de erro devida ao fato das
simulações terem sido feitas com passos de 0,25 dB.
Nota-se que, para distâncias de até 75 km, o gorjeio gerado pela SPM é desprezível
comparado ao gorjeio do modulador, mas acima dessa distância a influência da SPM torna-se
cada vez mais significativa. Nessas circunstâncias, apesar de, normalmente, resíduos positivos
de dispersão necessitar de valores negativos de
para atingir o máximo de desempenho, a
126
conclusão é que o modulador deve ter positivo para contrabalancear os efeitos do gorjeio
gerado pela SPM.
-4
-3,5
-3
-2,5
-2
-1,5
-1
-0,5
0
0,5
1
0 25 50 75 100 125 150 175
Distância [km]
α
α
α
α
ótimo
Com SPM
Sem SPM
Figura 5.8: Valor ótimo do α do modulador para cada distância de propagação. Com SPM e sem SPM.
Como o gorjeio gerado pela automodulação de fase é sempre negativo, o valor de α do
sinal da saída do modulador teve que ser aumentado para compensar esse efeito. O aumento é
proporcional ao aumento do comprimento do enlace devido ao aumento da potência do sinal
na transmissão que, por sua vez, aumentou a automodulação de fase. Além disso, o aumento
da distância aumenta também a penalidade da sensibilidade, requerendo valores ainda maiores
de potência de transmissão que, por sua vez, aumentam o gorjeio devido a SPM.
127
5.2 Sistemas de longa distância
Foram usados nestas simulações os mesmos parâmetros mostrados na Tabela 5.1.
A compensação de dispersão foi feita ao final de cada enlace, variando de 75% a 125%
do valor da dispersão do lance, em passos de 1,25%. Além da compensação de dispersão ao
final de cada lance, foi acrescentado um compensador na recepção, cujo valor foi variado para
todas as simulações de -3900 ps/nm a 3900 ps/nm em passos de 50 ps/nm. Nos
compensadores de dispersão foram consideradas nulas as variações de transmitância e atraso
de grupo, atenuação, não-linearidades e limitações de banda de passagem óptica.
A Figura 5.9 ilustra o esquema da transmissão simulado.
Figura 5.9: Esquema de transmissão para simulações.
Nos dois casos das simulações de 1000 km a potência de saída de cada amplificador
foi determinada para se obter uma OSNR de 20 dB na recepção, medida para uma resolução
de 0,2 nm. Para tal, a potência de saturação do amplificador foi ajustada para manter sempre a
mesma potência de sinal no início de cada enlace. O ganho de pequenos sinais dos
amplificadores foi definido alto (50 dB) para garantir que uma variação de potência de
entrada não se reflita na potência de saída. Nesta condição de saturação o ganho é regido pela
atenuação dos lances. A Figura 5.10 ilustra a potência por canal na saída dos amplificadores
em função do número de enlaces para a transmissão de 1000 km necessário para garantir 20
dB de OSNR.
Nota-se que certos valores de potência aplicada à fibra não são factíveis, seja por
questões tecnológicas da disponibilidade dos componentes necessários para se obter
determinados valores de potência, no caso dos enlaces mais longos, seja pelo número elevado
de amplificadores para o caso de enlaces muito curtos. Os dois casos analisados estão numa
região de operação tecnicamente factível, sendo considerados representativos de situações
reais.
128
Não foram considerados efeitos de dispersão de modo de polarização (PMD) e o
modelo usado da fibra óptica prevê apenas um estado de polarização. Estas simplificações
foram feitas para concentrar a análise somente nos fenômenos relativos aos efeitos da
compensação de dispersão, bem como acelerar os tempos de simulação.
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
-10
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
110
120
130
140
150
160
170
Potência [dBm]
Número de enlaces
Figura 5.10: Potência de saída dos EDFA em função do número de enlaces.
Pode-se notar que a potência de sinal necessária se reduz à medida que o comprimento
dos enlaces diminui. No caso limite de infinitos lances de comprimento tendendo para zero, a
potência necessária para cobrir 1000km e chegar com OSNR de 20 dB tende para -13,61
dBm.
As transmissões foram feitas usando modulador com parâmetro variando de -1 a 1,
em passos de 0,5. A profundidade de modulação de fase é linearmente proporcional ao
sendo que = 1 corresponde a 90° de valor de pico da modulação de fase e = -1
corresponde a -90°.
A Tabela 5.5 mostra detalhes dos enlaces considerados nas simulações.
Tabela 5.5: Valores dos enlaces simulados.
Enlaces Comprimento
dos enlaces [km]
Atenuação dos
enlaces [dB]
Potência de
lançamento [dBm]
Potência de entrada nos
amplificadores [dBm]
8
125,00 25,00 1,15 -23,85
10
100,00 20,00 0 -20
129
5.3 Resultados
A primeira simulação realizada foi a configuração back-to-back. As simulações foram
feitas para o mesmo modelo de receptor utilizado nas simulações de longa distância. Para o
caso back-to-back os valores de relação sinal ruído tiveram como base uma banda óptica de
0,2 nm e foram variados a partir de 6 dB em passos de 0,5 dB.
Foi interpolada uma curva de ajuste polinomial a partir dos pontos obtidos, para
permitir estimar valores de Q para níveis intermediários de OSNR. A curva de ajuste utilizada
é dada por:
edOSNRcOSNRbOSNRaOSNRQ ++++=
234
(5.1)
onde a = 5,07404.10
-5
; b = -1,44889.10
-4
; c = -3,49835.10
-3
; d = 6,47193.10
-1
e e = -2,66937.
Na Equação (5.1), a variável independente Q é o valor do fator Q linear e OSNR é o
valor da relação sinal-ruído óptica em uma banda de 0,2 nm. O resultado da simulação e a
curva de ajuste podem ser vistos na Figura 5.11.
5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25
0
5
10
15
20
25
Fator Q
OSNR @ 0,2nm [dB]
Figura 5.11: Valores de OSNR versus fator Q (linear) em back-to-back e curva de ajuste.
A próxima análise é a comparação entre as penalidades para os dois sistemas,
8x120km e 10x100km. Os valores de foram -1, -0,5, 0, 0,5 e 1. A penalidade é calculada
como o fator Q obtido em back-to-back para a mesma OSNR. Os resultados mostrados são
para os valores de pós-compensação que apresentaram menor penalidade.
130
A compensação de dispersão aplicada no receptor, como já relatado anteriormente,
variou de -3900 ps/nm a 3900 ps/nm em passos de 50 ps/nm. Os resultados com a menor
penalidade obtidos usando esta metodologia são mostrados na Figura 5.12 e na Figura 5.13.
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
75 85 95 105 115 125
Compensação em linha [%]
Penalidade [dB]
α = −1
α = −1α = −1
α = −1
α = −0,5
α = −0,5α = −0,5
α = −0,5
α = 0
α = 0α = 0
α = 0
α = 0,5
α = 0,5α = 0,5
α = 0,5
α = 1
α = 1α = 1
α = 1
Figura 5.12: Penalidade mínima versus compensação em linha para 8x125km.
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
75 85 95 105 115 125
compensação em linha [%]
Penalidade mínima [dB]
α = −1
α = −1α = −1
α = −1
α = −0,5
α = −0,5α = −0,5
α = −0,5
α = 0
α = 0α = 0
α = 0
α = 0,5
α = 0,5α = 0,5
α = 0,5
α = 1
α = 1α = 1
α = 1
Figura 5.13: Penalidade mínima versus compensação em linha para 10x100km.
131
Na Figura 5.12 e na Figura 5.13 se observam as características da propagação
simulada em várias condições. Nota-se que o aumento da potência do canal aumentou
também as penalidades mínimas.
Na Figura 5.14 e na Figura 5.15 são mostrados os gráficos de dispersão ótima, ou
seja, aquela para qual a penalidade é menor, em função da taxa de compensação de dispersão
na linha. São mostradas curvas para os diversos valores de .
-1000
-750
-500
-250
0
250
500
750
1000
1250
1500
85 90 95 100 105 110 115
Compensação em linha [%]
Resíduo de dispersão [ps/nm]
α=−1
α=−1α =−1
α=−1 α =−0,5
α=−0,5α=−0,5
α=−0,5 α =0
α=0α =0
α=0 α =0,5
α=0,5α=0,5
α=0,5 α =1
α=1α =1
α=1
Figura 5.14: Resíduo de dispersão do ponto de menor penalidade. 8x125km.
-1000
-750
-500
-250
0
250
500
750
1000
1250
1500
85 90 95 100 105 110 115
Compensação em linha [%]
Resíduo de dispersão [ps/nm]
α = −1
α = −1α = −1
α = −1 α = 0
α = 0α = 0
α = 0 α = −0,5
α = −0,5α = −0,5
α = −0,5 α = 0,5
α = 0,5α = 0,5
α = 0,5 α = 1
α = 1α = 1
α = 1
Figura 5.15: Resíduo de dispersão do ponto de menor penalidade. 10x100km.
132
Percebe-se na Figura 5.14 e na Figura 5.15 que o aumento do valor de resulta em
valores ótimos de resíduos de dispersão menores, tanto no caso 8x125 km como no caso
10x100 km. Com a variação de entre 1 e -1 é possível cobrir uma região de resíduo ótimo de
dispersão de aproximadamente 1000 ps/nm no enlace 10x100 km e 1500 ps/nm para o enlace
8x125 km.
Pode-se concluir que, dado um determinado esquema de compensação de dispersão
com certa taxa de compensação em linha e certo valor de pós-compensação, ajustando o valor
de é possível maximizar o desempenho do sistema.
Considere agora um caso em que um determinado canal está no ponto ótimo de
operação, usando = 0. Se a potência de transmissão desse canal subir 5 dB o ponto ótimo
será alterado.
A Figura 5.16 e Figura 5.17 mostram os resíduos ótimos de dispersão para várias taxas
de compensação em linha. Nota-se que, para a condição original com = 0, se a potência
subir 5 dB o valor ótimo de resíduo de dispersão aumentará. Aumentando-se o valor de o
sinal alcançará a nova condição ótima para o valor de compensação de dispersão no qual está.
-500
-250
0
250
500
750
1000
1250
1500
85 90 95 100 105 110 115
Compensação em linha [%]
Resíduo de dispersão [ps/nm]
alfa =0, 1dBm
alfa =0, 6dBm
alfa =1, 6dBm
Figura 5.16: Cenário de aumento de potência no canal para o enlace 8x125km.
133
-500
-300
-100
100
300
500
700
900
1100
1300
1500
85 90 95 100 105 110 115
Compensação em linha [%]
Resíduo de dispersão [ps/nm]
5dBm alfa 0
0dBm alfa 0
5dBm alfa 1
Figura 5.17: Cenário de aumento de potência no canal para o enlace 10x100km.
O uso de transmissores com gorjeio variável permite a otimização dinâmica da
transmissão, além de uma maior tolerância relativa ao mapa de dispersão. Esta otimização
diminui as penalidades que, por sua vez, causam um aumento das margens do balanço de
potência, permitindo o uso de níveis menores de potência nos amplificadores e aumento das
distâncias máximas de propagação.
134
6 Conclusões
Foram desenvolvidos modelos do comportamento da fase e gorjeio para moduladores
Mach-Zehnder em niobato de lítio, do gorjeio e do parâmetro causados por a
automodulação de fase na fibra.
Foram feitas caracterizações de formato de pulso e gorjeio para dois tipos de
moduladores Mach-Zehnder em niobato de lítio para 10 Gbit/s, um single-drive e um dual-
drive. Foram medidas as características do pulso e gorjeio para diversos valores de tensão de
polarização, temperatura e comprimento de onda de um modulador de eletroabsorção para 10
Gbit/s. Foi caracterizado o comportamento do receptor usado no laboratório para determinar
os valores a serem usados nas simulações numéricas.
Foram feitas medidas do gorjeio causado pela automodulação de fase em fibra DS e
SMF-28 para diversos valores de potência e os resultados comparados com os previstos pelos
modelos desenvolvidos.
O desempenho dos moduladores Mach-Zehnder e do EAM foram comparados em
testes de transmissão ponto-a-ponto. Analisando-se os resultados conclui-se que o EAM, ao
contrário dos Mach-Zehnder, apresenta variações no formato dos pulsos dependendo da
seqüência de bits usados.
Foram feitos experimentos de transmissão em um sistema ponto-a-ponto de 50 km
comparando o desempenho dos moduladores.
Foram feitos experimentos de transmissão de longa distância para 100 km e 200 km
usando diferentes esquemas de compensação de dispersão. Verificou-se o impacto do gorjeio,
automodulação de fase e do mapa de dispersão no desempenho da transmissão.
Foram feitas comparações de resultados obtidos no laboratório com simulações
numéricas.
Foi analisado o desempenho do formato de modulação proposto usando simulações
numéricas para determinar o fator Q em função da potência transmitida, mapa de dispersão e
do gorjeio do sinal para dois sistemas de transmissão de 1000 km e para sistemas ponto-a-
ponto de comprimentos variando de 25 km a 150 km.
Conclui-se finalmente que o formato de modulação proposto tem capacidade de se
adequar a diversas condições de propagação e otimizar o desempenho do sistema de
transmissão. Em diversas condições analisadas o resultado foi superior ao obtido em um
135
sistema com a mesma relação sinal-ruído óptico, mas sem a influência da dispersão cromática
e automodulação de fase.
De posse dos dados levantados e das análises feitas demonstrou-se a viabilidade e a
potencialidade da solução de modulação proposta em diversas condições de propagação, em
particular para as redes ópticas reconfiguráveis.
Houve dificuldades na aplicação do modulador de eletroabsorção para o fim proposto.
A unidade usada apresentou variações do formato do sinal dependendo da seqüência de bits
transmitida, apesar de permitir o controle do gorjeio. Para adotar a solução proposta com
EAMs será necessário encontrar uma unidade que não apresente os problemas encontrados ou
alguma maneira de corrigir ou compensar a dependência com a seqüência de bits transmitida.
As sugestões para a continuação das atividades deste trabalho são:
• Implementação do transmissor proposto e validação experimental do formato em
laboratório, usando enlaces de longas distâncias e ponto-a-ponto;
• Análise e teste do sistema em 40 Gbit/s nos moldes do trabalho feito nesta tese;
• Análise do modulador de eletroabsorção para resolver a dependência com a seqüência
de bits transmitida;
• Comparação de desempenho com outros formatos de modulação nas taxas de 10
Gbit/s e 40 Gbit/s.
136
7 Referências Bibliográficas
[1]
Henten, A. e Samarajiva, R.; “Designing next generation telecom regulation: ICT convergence or
multisector utility?”; World dialog on regulation; Draft paper #0205, agosto, 2002.
http://www.regulateonline.org/2003/pdf/wdr0205.pdf.
[2]
Inbar, D. e Dovrat, S.; “Annual Report 2002 Letter to Shareholders”,
http://www.ecitele.com/investors/2002/Annual_Report_2002_Letter_to_Shareholders.pdf.; 10 de
junho 2003.
[3]
Thiagarajan, K.; “Exploring the next frontier”; Business line’s. Investment World;
http://www.hinduonnet.com/businessline/iw/2001/09/16/stories/0516e011.htm. 16 de setembro
2001.
[4]
Kim, J. K.; Chung, H. S.; Kim, C. H.; Shin, S. K.; Hyun, D. H. e Chung, Y. C.; ”Demonstration of
fast restorable all-optical WDM network”; IEIEC Transaction Communications, v. E84-B, n°. 5,
maio –2001.
[5]
“Projeto GIGA - Rede Experimental de Alta Velocidade”; Disponível em:
www.giga.org.br.;
acessado 29 de Janeiro de 2008.
[6]
Clear Spectrum
®
– TDCM; data sheet; Disponível em www.teraxiom.com; Janeiro de 2008.
[7]
Desurvire, E.; ”Erbium-doped fiber amplifiers. Principle and applications”; John Wiley & Sons Inc.;
1994.
[8]
France, P. W.; Brierlry, M. C.; “Progress in Fluoride Fiber Lasers and Amplifiers”; SPIE – Fiber
Laser Sources and Amplifiers II”; v. 1373, pp. 33-39, 1990.
[9]
Suni, P. J.; Hanna, D. C. et al.; “Lasing Chracteristics of Ytterbium, Thulium and Other Rare-Earth
Doped Silica Based Amplifiers” SPIE – Fiber Laser Sources and Amplifiers”; v. 1171, pp. 244-260,
1989.
[10]
Giles, C. R.; Desurvire, E.; “Modeling Erbium-Doped Fiber Amplifiers”; Journal of Lightwave
Technology; v. 9, n. 2, pp. 271-283, 1991.
[11]
Peroni, M., Tamburrini, M.; “Gain in Erbium Doped Fiber Amplifiers: A Simple Analyical Solution
for the Rate Equations”; Optics Letters, v. 15, n. 15, pp 842-844, agosto, 1990.
[12]
Georges, T.; Delauaque, E.; “Analytic Modelling of High Gains Erbium-Doped Fiber Amplifiers”;
Optics Letters, v.17, n. 16, pp. 1113-1115, agosto, 1992.
[13]
Pedersen, B. et al.; “The Design of Erbium-Doped Fiber Amplifiers”; Journal of Lightwave
Technology”; v. 9,n. 9, pp. 1105-1112, 1991.
[14]
Pedersen, B. et al.; “ Detailed Theoretical and Experimental Investigation of High-Gain Erbium-
Doped Fiber Amplifier; “IEEE Photonics Technology Letters”, v.4, n. 4, pp. 354-356, 1992.
[15]
Okashi, M.; ”Design Considerations for Er
+3
-Doped Fiber Amplifiers”; Journal of Ligthwave
Thecnology; v. 9, n.9, pp. 1099-1104, 1991.
[16]
Armitage, J. R.; “Three Level Fiber Laser Amplifier: A Theoretical Model”; Applied Optics, v. 27, n.
23, pp. 4831-4836, dezembro, 1988.
[17]
Shishikura, H. et al.; “ A Waveguide InAlAs/InGaAs Superlattice Avalanche Photodiode with
120GHz Gain-Bandwith Product”; Integrated Photonics Research, v. 7, p. IthA 2-1 a2-3, 1995.
137
[18]
Kim, D. S. et al.; “ Avalanche Gain in InAs
y
P
1-y
Photodetectors for Mid-IR focal Plane Arrays”;
Integrated Photonics Research, post-eadline paper, pp. PD-1 a PD-4, 1995.
[19]
Kazovsky, L.; Benedetto, S. e Willner, A.; ”Optical Fiber Communication Systems”; Artech House,
Inc.; 1996.
[20]
Betti, S.; De Marchis, G.; Iannone, E.; “Coherent Optical Communications Systems“; Wiley Series
in microwave and optical engineering, Wiley-Interscience, Janeiro, 1995.
[21]
Barry, J. R.; Lee, E. A.; ”Performance of Coherent Optical Receivers”; Proc. of the IEEE, v. 78, n.
8, pp. 1369-1394, 1990.
[22]
Betti, S.; Curti, F.; De Marchis, G.; Iannone, E.; ”A novel multilevel coherent optical system: 4-
quadrature signaling”; Journal of Lightwave Technology, v. 9, Issue 4, pp.:514 – 523, abril, 1991.
[23]
Mukay, T. et al.; ”S/N and Error Rate Performance in AlGaAs Semiconductor Laser Preamplifier
and linear Repeater Systems” IEEE Trans. On Microwave Theory and Techn., v. MTT-30. n. 10,
pp. 1548-1556, 1982.
[24]
Tanembaum, A. S.; “Redes de computadores” 4
a
. edição, Elsevier Editora Ltda. 2003.
[25]
ITU-T G.653; “Characteristics of a dispersion-shifted single-mode optical fibre cable”; outubro
2000.
[26]
ITU-T G.652; “Characteristics of a single-mode optical fibre and cable”; março 2003.
[27]
ITU-T G.654; “Characteristics of a cut-off shifted single-mode optical fibre cable”; outubro 2000.
[28]
ITU-T G.655; “Characteristics of a non-zero dispersion-shifted single-mode optical fibre and
cable”; março 2003.
[29]
Corning Incorporated; “Corning
®
Vascade
®
Optical Fibers – Product Information”, PI1445
setembro – 2006; disponível em http://www.corning.com/docs/opticalfiber/pi1445.pdf em janeiro
de 2008.
[30]
Mollenauer, L. F.; Bonney, R.; Gordon, J. P. e Mamyshev, P. V.;”Dispersion-managed solitons for
terrestrial transmission”; Optics Letters.; n. 24 (5), pp. 285-287, Março,1999.
[31]
Gordon, J. P. e Mollenauer, L. F.;”Scheme for the characterization of dispersion-managed
solitons”; Optics Letters, n. 24 (4), pp. 223-225, fevereiro, 1999.
[32]
Mollenauer, L. F; Mamyshev, P. V; Gripp, J.; Neubelt, M. J.; Mamysheva N.; Grüner-Nielsen, L. e
Veng, T.;”Demonstration of massive wavelength-division multiplexing over transoceanic distances
by use of dispersion-managed solitons”; Optics Letters.;v. 25 (10), pp.704-706, maio, 2000.
[33]
Doug McGhan, Alexander Savchenko, Chuandong Li, Gary Mak, Maurice O’Sullivan; ”5120-km
RZ-DPSK Transmission Over G.652 Fiber at 10 Gb/s Without Optical Dispersion Compensation”;
IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 18, NO. 2, JANUARY 15, 2006
[34]
M. Suyama, H. Iwata, S. Harasawa, and T. Naito; ”Improvement of WDM transmission
performance by nonsoliton RZ coding—A demonstration using 5 Gb/s 8-channel 4500 km straight
line test bed”; Proc. OFC’96, San Jose, CA, vol. PD26, Feb. 1996.
[35]
N. S. Bergano, C. R. Davidson, M. A. Mills, P. C. Corbett, S. G. Evangelides, B. Pedersen, R.
Menges, J. L. Zyskind, J. W. Sulhoff, A K. Srivastava, C. Wolf, and J. Judkins; “Long-haul WDM
transmission using optimum channel modulation: A 160 Gb/s (32x 5 Gb/s) 9,300 km
demonstration”; Proc. OFC’97, Dallas, TX, Feb. 1997, vol. PD16.
138
[36]
N. Edagawa, I. Morita, M. Suzuki, S. Yamamoto, H. Taga, and S. Akiba; ”20 Gbit/s, 8100 km
straight-line single-channel soliton-based RZ transmission experiment using periodic dispersion
compensation”; Proc. ECOC’95, Brussels, Belgium, Sept. 1995, vol. Th.A.3.5, pp.983–986.
[37]
A. Naka, T. Matsuda, and S. Saito;”RZ-signal straight-line transmission with dispersion
compensation over 5,520 km at 20 Gbit/s and 2,160 km at 2x20 Gbit/s’; Proc. ECOC’96, Oslo,
Norway, Sept. 1996, vol. TuD.3.2.
[38]
Fariborz Mousavi Madani and Kazuro Kikuchi; “Design Theory of Long-Distance WDM Dispersion-
Managed Transmission System’; Journal of Lightwave Technology, VOL. 17, NO. 8, AUGUST
1999.
[39]
N. S. Bergano, C. R. Davidson, M. Ma, A. Pilipetskii, S. G. Evangelides, H. D. Kidorf, J. M. Darcie,
E. Golovchenko, K. Rottwitt, P. C. Corbett, R. Menges, M. A. Mills, B. Pedersen, D. Peckham, A.
A. Abramov, and A. M. Vengsarkar; “320 Gb/s WDM transmission (64 x 5 Gb/s) over 7,200 km
using large mode fiber spans and chirped return-to-zero signals’; Proc. Opt. Fiber Commun.
(OFC’98), San Jose, CA, Feb. 22–27, 1998, paper PD12.
[40]
H. Taga, N. Edagawa, M. Suzuki, N. Takeda, K. Imai, S. Yamamoto, and S. Akiba; “213 Gbit/s (20
x 10:66 Gbit/s) over 9000 km transmission experiment using dispersion slope compensator; Proc.
Opt. Fiber Commun. (OFC’98), San Jose, CA, Feb. 22–27, 1998, paper PD13.
[41]
M. Suzuki, H. Kidorf, N. Edagawa, H. Taga, N. Takeda, K. Imai, I. Morita, S. Yamamoto, E.
Shibano, T. Miyakawa, E. Nazuka, M. Ma, F. Kerfoot, R. Maybach, H. Adelmann, V. Arya, C.
Chen, S. Evangelides, D. Gray, B. Pedersen, and A. Puc; “170 Gb/s transmission over 10,850 km
using large core transmission fiber’; Proc. Opt. Fiber Commun. (OFC’98), San Jose, CA, Feb. 22–
27, 1998, paper PD17.
[42]
H. Taga, K. Imai, N. Takeda, M. Suzuki, S. Yamamoto, and S. Akiba; “10 WDM x 10 Gbit/s long-
distance transmission experiment using a dispersion slope compensator and nonsoliton RZ pulse’;
Electron. Lett., vol. 33, pp. 2058–2059, 1997.
[43]
T. Matsuda, A. Naka, and S. Saito; “4 x 10 Gbit/s RZ-signal transmission over 5040 km in
anomalous regime with optimally dispersion compensated WDM channels”; Electron. Lett., vol. 33,
pp. 1562–1563, Aug. 1997.
[44]
G. May, A. Solheim, and J. Conradi; “Extended 10Gb/s fiber transmission distance at 1538nm
using a duobinary receiver”; IEEE Photonics Technology Letters, vol. 6, pp. 648–650, May 1994.
[45]
W. Kaiser, T. Wuth, M. Wichers, and W. Rosenkranz; “Reduced complexity optical duobinary 10-
Gb/s transmitter setup resulting in an increased transmission distance”; IEEE Photonics
Technology Letters, vol. 13, pp. 884–886, Aug. 2001.
[46]
W. Kaiser, M. Wichers, T. Wuth, W. Rosenkranz, C. Scheerer, C. Glingener, A. Farbert, J.-P
Elbers, and G. Fischer; “SPM limit of duobinary transmission; ECOC 2000, Munich, Germany,
Paper 7.2.2.
[47]
Takeshi Hoshida, Olga Vassilieva, Kaori Yamada, Seemant Choudhary, Rémi Pecqueur, and
Hideo Kuwahara; “Optimal 40 Gb/s Modulation Formats for Spectrally Efficient Long-Haul DWDM
Systems; Journal of Lightwave Technology, v. 20, n. 12, dezembro 2002.
139
[48]
Ciaramella, E.; D'Errico, A.; Proietti R.; Contestabile G.; “WDM-POLSK transmission systems by
using semiconductor optical amplifiers”; Journal of lightwave technology; 2006, vol. 24, no11, pp.
4039-4046.
[49]
Bjordjevic, I. B., Rorison, J.; Yu, S.; “Chirped NRZ Modulation Format for High Speed
Transmission”, Journal of Optical Communications, V. 25, pp. 158-160, Agosto, 2004.
[50]
Tomoki Saito, Naoya Henmi, Sadao Fujita, Masayuki Yamaguchi, and Minoru Shikada; “Prechirp
Technique for Dispersion Compensation for a High-speed Long-Span Transmission”; IEEE
Photonics Technology Letters, VOL. 3, NO. 1, janeiro 1991
[51]
Naoya Henmi, Tomoki Saito, Tomoko Ishida; “Prechirp Technique as a Linear Dispersion
Compensation for Ultrahigh-Speed Long-Span Intensity Modulation Directed Detection Optical
Communication Systems”; Journal of Lightwave Technology, v. 12, n. 10 oct 1994.
[52]
Jichai Jeong, Y. K. Park, Sung Kee Kim, T. V. Nguyen, O. Mizuhara, Tae-Won Oh; “10-Gb/s
Transmission Performance for Positive- and Negative-Chirped Transmitters with the Self-Phase
Modulation Effect”; IEEE Photonics Technology Letters, v. 10, n. 9, setembro 1998.
[53]
Giovanni Bellotti, Alain Bertaina, Sebastien Bigo; “Dependence of Self-Phase Modulation
Impairments on Residuall Dispersion in 10-Gb/s-Based Terrestrial Transmissions Using Standard
Fiber” ;IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 11, NO. 7, JULY 1999.
[54]
Anes Hodzic, Beate Konrad, and Klaus Petermann;”Prechirp in NRZ-Based 40-Gb/s Single-
Channel and WDM Transmission Systems”; IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 14, NO. 2,
fevereiro 2002.
[55]
Xin Chen, Bingkun Zhou, Hanyi Zhang, Xiaohong Ma, Xiaoping Zheng, and Yili Guo;”
Improvement of Dispersion Tolerance Using Phase-Modulated NRZ Signals in 40-Gb/s
Transmission Systems”; IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 18, NO. 1, JANUARY 1, 2006
[56]
Lee, L. H. C.; “Error-control block codes for communications engineers”; Artech House; 2000.
[57]
Frassati, D.; “Analisi e progetto di modulatori elettro-ottici in LiNbO
3
”; Tesi di Laurea; Facoltá do
Ingegnaria – Politécnico di Torino.; outubro 1996.
[58]
Li, G. L.; Yu, P. K. L.; ”Optical Intensity Modulators for Digital and Analog Applications”; Journal of
Lightwave Technology, Vol. 21, N°9, setembro 2003.
[59]
ITU-T G.691 “Optical interfaces for single channel STM-64 and other SDH systems with optical
amplifiers”, dezembro 2001
[60]
Agilent Technologies, Inc; “Making time-resolved chirp measurements using the optical spectrum
analyzer and digital communications analyzer”; Application note 1550-7; 2002.
[61]
Agrawal. G. P.; Dutta, N. K. “Long Wavelength Semiconductor Lasers”; Van Nostrand and
Reinhold Company Inc, 1986.
[62]
Salvatore, Randal A.; Sahara, Richard T.; Bock, Michael A. e Libenzon, Ilya; "Electroabsorption
modulated laser for long transmission spans," IEEE Journal of Quantum Electronics, vol. 38, no.5,
maio 2002.
[63]
Hentschel, C.; “Fiber Optics Handbook”; Hewlett Packard, 3° edição, 1989.
[64]
AT&T Microelectronics; “The relationship between chirp and voltage for the AT&T Mach-Zehnder
lithium niobate modulators”; Technical note, outubro 1995.
140
[65]
Fujitsu Limited; “Single Drive 12Gb/s LiNbO
3
external modulator”; outubro 2005.
[66]
Covega; “Mach-10 051 -0,7 Fixed chirp intensity modulator”; março 2003.
[67]
Cartledge, John C. e Christensen, B.; “Optimum operating points for electro absorption modulators
in 10 Gb/s transmission systems using nondispersion shifted fibers,” no Journal os Lightwave
Technology,vol. 16, no.3, março 1998.
[68]
Cartledge, John C. e Chen, H.; "Influence of modulator chirp in assessing the performance
implications of the group delay ripple vs dispersion compensating fiber Bragg gratings," Journal of
Lightwave Technology,vol. 21, no.7, julho 2003.
[69]
Koyama, F. e Iga, K.; “Frequency chirping in external modulators”; Journal of Lightwave
Technology, Vol 6, N°. 1, janeiro 1998.
[70]
Dorgeuille, F. e Devaux, F.; “On the transmission performances and chirp parameter of a multiple-
quantum-well electroabsorption modulator”; Journal of Lightwave Technology, Vol. 30, N°. 11,
novembro 1994.
[71]
Cheng, N. e Cartledge, J. C.; “Measurement-based model for MQW electroabsorption modulator”;
Journal of Lightwave Technology, Vol. 23, N°. 12, dezembro 2005.
[72]
Waters, Kendall R.; Hughes, Michael S.; Mobley, J. e Miller, James G.; “Differential forms of the
Kramers-Krönig dispersion relations”; Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics and Frequency
Control; Vol. 50, N°. 1, janeiro 2003.
[73]
Kim, Y.; Lee, H.; Lee, J.; Han, J.; Oh, T. W. e Jeong, J.;”Chirp characteristics of 10-Gb/s
electroabsorption modulator integrated DFB lasers”; Journal of Quantum Electronics; Vol. 36, N°.
8, agosto 2000.
[74]
Matsuda, M.; Morito, K.; Yamaji, K.; Fujii, T. E Kotaki, Y.; “A novel method for designing chirp
characteristics in electrtoabsorption MQW optical modulators”; Photonics Technology Letters; Vol.
10, N°.3, março 1998.
[75]
Neumann, E. G.; “Single-mode fibers fundamentals”; Springer-Verlag; 1988
[76]
Agrawal, G. P.; “Nonlinear fiber optics-2
nd
. Ed.”; Academic Press; 1995.
[77]
Agrawal, G. P.; “Fiber-Optic Communication Systems”; John Wiley&Sons; 1992.
[78]
Devaux, F. e Kerdiles, J. F.; “ Simple measurement of fiber dispersion and chirp parameter of
intensity modulated light emitter”; Journal of Ligthwave Technology; Vol. 11; N°.12, dezembro
1993.
[79]
Devaux, F.; Sorel, Y. e Kerdiles, J. F.;”Chirp measurement and transmitter experiment at 10Gbit/s
with Wannier-Stark modulator”; Electronics Letters; Vol. 29, N°. 9, 29 de abril 1993.
[80]
Yamada, K.; Nakamura, K.; Matsui, Y.; Kunii, T.; e Ogawa, Y.; “Negative-chirp electroabsorption
modulator using low-wavelength Detuning”; Photonics Technology Letters, Vol. 7, N°. 10, outubro
1995.
[81]
http://www.optiwave.com/site/products/system.html; acessado 29 de Janeiro de 2008.
Livros Grátis
( http://www.livrosgratis.com.br )
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