( PDF ) Projeto de uma fonte de alta tensão chaveada para tubos fotomultiplicadores

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Tese de Mestrado

Desenvolvimento de uma Fonte de Alta Tensão

Chaveada para Tubos Fotomultiplicadores

Gabriel Luis Azzi

Mestrado em Instrumentação Científica

Centro Brasileiro de Pesquisas Físicas

Rio de Janeiro, Março de 2006

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A Minha Esposa Iara

As Minhas Filhas Tatiana e Juliana

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Agradecimentos

A Mário Vaz da Silva Filho por sua orientação, pela liberdade dada na realização

deste trabalho e principalmente por sua amizade.

Ao engenheiro José Eugênio Rangel Marins, pela amizade, pelos ensinamentos,

pelas contribuições iniciais na pesquisa, e por ter gentilmente cedido farto material

bibliográfico.

A Márcio Portes de Albuquerque pelas valiosas sugestões para melhorar este

trabalho e pela boa vontade que sempre me foi dispensada.

Sou grato ao Ismar Russano, pelas proveitosas conversas sobre eletrônica,

sugestões e, sobretudo, pela amizade.

Ao técnico Maurício Bochner pelo profissionalismo e boa vontade na execução

dos trabalhos solicitados.

Aos professores Odilon Antônio Tavares e Sérgio Duarte pela amizade e o pelo

constante apoio.

Aos professores Geraldo Cernicchiaro, Ademarlaudo Barbosa e Henrique

Saitovitch, agradeço pela disponibilidade dos equipamentos de seus respectivos

laboratórios nas medidas de caracterização da Fonte de Alta Tensão.

Ao Tecnologista José Thadeu Cavalcante pela amizade, atenção e presteza sempre

dispensada.

Aos meus colegas e amigos da Coordenadoria de Atividades Técnicas - CAT pelo

incentivo para a realização deste Mestrado.

A todos os amigos e colegas de Mestrado. Pelas discussões, amizade,

companheirismo, pelo bom dia, pelas risadas...

Aos meus queridos pais, pelo amor e pelo exemplo de trabalho, dignidade e

determinação que me proporcionaram.

Agradeço ao Centro Brasileiro de Pesquisas Físicas (CBPF) pelo suporte e apoio

para o desenvolvimento deste trabalho.

Enfim a todas as pessoas que me ajudaram a concretizar este trabalho e que sem

querer esqueci de mencionar.

Resumo

Este trabalho apresenta o estudo e o projeto de uma fonte chaveada de alta

tensão com alta estabilidade e eficiência, e de fácil adaptação para diversas aplicações em

laboratórios do Centro Brasileiro de Pesquisas Físicas - CBPF. Descreve-se o projeto e

testes de um protótipo construído para polarizar um tubo fotomultiplicador de um tanque

detector de radiação Cherenkov, instalado no CBPF, e que é similar ao detector de

superfície utilizado no Projeto Pierre Auger localizado em Mendoza, Argentina.

O desenvolvimento do projeto, assim como os testes e simulações, foram

realizados nos Laboratórios de Eletrônica da Coordenadoria de Atividades Técnicas (CAT),

de Sistemas de Detecção (LSD), de Correlação Angular do CBPF, de Instrumentação e

Medidas ( LMI ) e de Física Experimental e Altas Energias (LAFEX).

Abstract

This publication presents the study and the design of a high voltage switching

power supply with high stability and eficiency, easily adaptable to several aplications in

the Brasilian Center for Research in Physics – CBPF laboratories. The design and tests of

a prototype are presented, made to bias the photomultiplier tube of a Cherenkov radiation

detector tank, located at CBPF, similar to the surface detector of the Pierre Auger Project

located in Mendoza, Argentina.

The design, tests and simulations were done at the followings Laboratories:

”Eletrônica da Coordenadoria de Atividades Técnicas (CAT)”; “Sistemas de Detecção

(LSD)”; “Correlação Angular; Instrumentação e Medidas (LMI)” and “Física

Experimental e Altas Energias(LAFEX)”.

iii

Conteúdo

Agradecimentos ................................................................................................... i

Resumo .................................................................................................................. ii

Abstract .................................................................................................................. iii

Conteúdo ................................................................................................................ iv

Lista de Figuras ...................................................................................................... ix

Lista de Tabelas ...................................................................................................... xiii

1 Introdução 1

1.1 Motivação ....................................................................................................... 2

1.2 Objetivos ......................................................................................................... 3

1.3 Visão Geral sobre o Projeto Auger ................................................................. 3

1.4 O Tanque Detector do CBPF .......................................................................... 5

1.5 Requisitos......................................................................................................... 6

1.6 Especificações da Fonte de Alta Tensão ....................................................... 9

1.7 Estrutura do texto ........................................................................................... 9

2 Tubos Fotomultiplicadores

– PMT 11

2.1 Funcionamento Geral do PMT .................................................................... 12

2.2 A Foto-emissão e o Fotocatodo .................................................................... 13

2.3 Multiplicação Eletrônica – Emissão Secundária ........................................ 14

2.4 Parâmetros da PMT influenciados pela Alta Tensão .................................. 15

2.5 A Polarização de PMTs .............................................................................. 20

2.5.1 Circuito Divisor de Tensão ou Base do PMT ........................... 20

2.5.2 Base Ativa ................................................................................. 26

2.5.3 A Base do PMT do Projeto Pierre Auger .................................. 27

2.5.4 A Base do PMT do Tanque Protótipo ....................................... 28

2.6 A PMT utilizada no tanque Protótipo ......................................................... 28

2.7 A PMT e a Base para o Laboratório de Correlação Angular ...................... 29

2.8 O PMT e a Base utilizada no Laboratório de Nanoscopia .......................... 30

2.9 Considerações de Projeto da Fonte de Alta Tensão .................................... 30

3 Fontes Chaveadas e Conversores CC-CC 31

3.1 Fontes Chaveadas ........................................................................................ 31

3.1.1 Funcionamento de uma Fonte Chaveada ............................... 32

3.1.2 Comparação entre Fontes Lineares e Fontes Chaveadas ....... 33

3.2 Conversores CC-CC .................................................................................... 34

3.3 Modulação por Largura de Pulso (PWM) ................................................... 36

3.3.1 O Método de Controle ........................................................... 39

3.4 A Topologia ................................................................................................ 40

3.4.1 Conversor Push-Pull .............................................................. 42

3.4.2 O Conversor Push-Pull com Dobrador e Filtro Extra ............ 49

3.4.3 Resultados de Simulação ....................................................... 50

3.5 Os Semicondutores de Chaveamento .......................................................... 57

3.5.1 A Seleção dos Transistores ................................................... 60

3.5.2 A Escolha do Transistor MOS ............................................... 61

3.5.2.1 Regiões de Operação ................................................. 61

3.5.2.2 Características da Capacitância ................................ 62

3.5.2.3 Carga de Porta-Q

................................................... 63

3.5.2.4 Características de Chaveamento t

d(on )

, t

d(off)

,tf ....... 65

3.5.2.5 Resistência de Condução R

ds(on)

............................... 67

3.5.3 As Perdas no MOSFET ......................................................... 67

3.5.4 Circuitos Grampeadores - Snubbers ...................................... 69

3.6 O Projeto do Transformador ....................................................................... 70

3.6.1 A Física dos Transformadores ................................................ 70

3.6.1.1 Lei de Ampére ............................................................ 70

3.6.1.2 Força Magnetomotriz ................................................. 70

3.6.1.3 Intensidade de Fluxo Magnético (B)............................ 71

3.6.1.4 Histerese, Saturação e Fluxo Residual ....................... 72

3.6.1.5 Ponto de Curie ............................................................ 73

3.6.1.6 Lei de Faraday da Tensão Induzida em um Indutor .. 73

3.6.2 Transformadores ...................................................................... 74

3.6.2.1 Modelo para um Transformador ................................. 76

3.6.2.2 Resistência do Enrolamento ....................................... 80

3.6.2.3 A Posição dos Enrolamentos ...................................... 80

3.6.2.4 A Escolha do Material do Núcleo ............................... 80

3.6.2.5 A Escolha do Formato do Núcleo de Ferrite ............... 82

3.6.2.6 O Dimensionamento dos Enrolamentos ...................... 84

3.6.2.7 O Dimensionamento do Núcleo do Transformador .... 85

3.6.2.8 Potências Dissipadas nos Elementos Magnéticos ....... 86

3.6.2.8.1 Potência Dissipada no Núcleo .................... 86

3.6.2.8.2 Potência Dissipada nos Enrolamentos ........ 87

3.7 Multiplicadores de Tensão ........................................................................... 88

3.8 Interferência Eletromagnética e Blindagem Eletrostática ........................... 89

4 A Engenharia da Fonte de Alta Tensão 91

4.1 O Projeto do Circuito .................................................................................... 91

4.2 A Seleção do Conversor PWM ..................................................................... 92

4.2.1 O C.I. UC3525 ........................................................................ 93

4.2.1.1 O Oscilador ............................................................... 94

4.2.1.2 A Entrada “Shut-down“ (desligamento) .................... 95

4.2.1.3 A Seleção da Frequência de Chaveamento ............... 95

4.2.1.4 Gerador de Tempo Morto .......................................... 96

4.2.1.5 A Compensação para estabilização do Amplificador

Operacional................................................................. 96

4.2.1.6 A Alimentação do C.I. ............................................... 96

4.2.1.7 Os Transistores de Chaveamento Interno .................. 97

4.2.1.8 O Ponto de Operação do Conversor .......................... 97

4.3 O amplificador de Amostragem de Tensão .................................................. 98

4.4 A Escolha dos MOSFETs ............................................................................. 99

4.5 Cálculo das Perdas no MOSFET ................................................................ 101

4.6 Cálculo Térmico .......................................................................................... 103

4.7 O Transformador .......................................................................................... 104

4.7.1 Dimensionamento do Núcleo ................................................ 104

4.7.2 Dimensionamento do Número de Espiras ............................. 104

4.7.3 Cálculo das Potências nos Elementos Magnéticos ................ 105

4.7.4 A Temperatura do Núcleo ................................................... 106

4.8 O Dimensionamento do Multiplicador de Tensão ...................................... 107

4.9 O Filtro de Saída .......................................................................................... 107

4.10 A Escolha dos Diodos ................................................................................. 108

4.11 A Eficiência da Fonte ................................................................................ 109

4.12 Ajustes Internos .......................................................................................... 110

4.12.1 Ajuste da Tensão Máxima ................................................... 110

4.12.2 Controle da Tensão de Saída ............................................... 110

4.12.3 Ajuste da Freqüência de Operação ...................................... 110

4.13 Resultados de Simulação ............................................................................. 110

4.14 Conclusão .................................................................................................. 113

5 O Protótipo Implementado e os Resultados Experimentais 114

5.1 Ensaios em Bancada ................................................................................... 115

5.1.1 Ensaio com Carga Resistiva ................................................... 117

5.1.2 Ensaio com a Base da Fotomultiplicadora ............................. 120

5.2 Ensaio com a Base e a Fotomultiplicadora no Tanque Protótipo ............... 121

5.3 Estabilidade ao Longo do Tempo ................................................................ 123

5.4 Ensaios no Laboratório de Correlação Angular do CBPF ........................... 125

5.4.1 Instrumental ....................................................................................... 125

5.4.2 Medidas e Resultados ............................................................ 127

5.5 Autonomia ................................................................................................... 129

5.6 Ensaios com o Transformador .................................................................... 129

vii

5.6.1 Testes a Vazio ....................................................................... 129

5.6.2 Testes de Curto-Circuito ....................................................... 130

Conclusão 132

Bibliografia 134

APÊNDICE 1: Topologias de Fontes Chaveadas 141

APÊNDICE 2: Circuito Integrado UC3525 142

APÊNDICE 3: Amplificador Operacional OPA241 143

APÊNDICE 4: MOSFET IRFD110 144

APÊNDICE 5: Diodo Z25UF 145

APÊNDICE 6: Lista do Material Utilizado 146

viii

Lista de Figuras

1-1 Diagrama de blocos da conexão entre o PMT, o conversor CC/CC,

a bateria e o painel solar .................................................................................. 3

1-2 Detector de Superfície do Observatório Pierre Auger ........................................ 5

1-3 Tanque protótipo do CBPF ................................................................................. 6

1-4 A base do PMT do Projeto Auger ....................................................................... 7

2.1 Componentes de um PMT .................................................................................. 11

2-2 Tempo de trânsito e o tempo de subida .............................................................. 20

2-3 Alimentação com catodo aterrado ...................................................................... 21

2-4 Alimentação com potencial de catodo negativo ................................................ 21

2-5 Divisores de tensão: (a) tipo A, (b) tipo B e (c) tipo C ..................................... 23

2-6 Distribuição da corrente em um PMT quando uma corrente CC de anodo

passa a circular ................................................................................................... 24

2.7 Estabilização da tensão com diodos zener .......................................................... 25

2.8 Exemplo de base ativa usada para polarizar 10 dinodos de um PMT .................. 26

2.9 Esquema típico da base de um PMT utilizado no Observatório Auger ............... 27

2.10 Esquema da Base do PMT, utilizado no tanque protótipo ................................... 28

2.11 Esquema da base do PMT 8850 .......................................................................... 30

2.12 Esquema da base do PMT 56AVP ...................................................................... 30

3-1 Diagrama de blocos de uma fonte chaveada ........................................................ 32

3-2 Conversor CC-CC elementar (a)circuito (b) tensão de saída ............................... 35

3-3 Forma de onda típica de saída do PWM .............................................................. 37

3-4 Diagrama de Blocos de um C.I. PWM ................................................................ 37

3-5 Formas de onda de um circuito integrado PWM ................................................. 38

3-6 Saída do PWM para 20%,50% e 80% de duty cycle ........................................... 38

3-7 Diagrama de blocos da malha de controle ........................................................... 43

3-8 Conversor Push-pull com dobrador de tensão ..................................................... 44

3-9 (a) Conversor etapa1; (b) Circuito equivalente; (c) Tensão de saída V

out

= V

+ V

no regime transitório e tensão no secundário do transformador VL

sec

;

(d) Tensão de saída V

out

= V

+ V

e tensão no secundário

do transformador VL

séc

........................................................................................ 45

3-10 (a) Configuração do conversor segunda etapa; (b)O circuito equivalente ......... 46

3-11

(a) Configuração do conversor terceira etapa;

(b) Circuito equivalente terceira etapa;

e tensão no secundário do transformador .......... 47

3-12 (a) Conversor quarta etapa; (b) Tensão no capacitor VC

e V

out

........................ 48

3-13 Conversor Push-Pull a ser implementado ........................................................... 49

3-14 Esquema elétrico do circuito empregado na simulação ...................................... 50

3-15 Tensões nos enrolamentos primário e secundário do transformador .................. 51

3-16 (a) Correntes no enrolamento primário;(b) No enrolamento secundário;

do dobrador .......................................... 52

3-17 (a) Tensão nos capacitores do dobrador; (b) Formas de onda da corrente

no capacitor de saída e na carga ......................................................................... 53

3-18 (a) Forma de onda no capacitor de saída e na carga; (b)Forma de onda da tensão

e da corrente na carga ...................................................................................... 54

3.19 Tensão de ondulação sem filtro RC, para: (a)Largura de pulso de 10us= 1.5V

;

(b) Largura de pulso de 40us= 350mV

............................................................... 55

3-19 Tensão de ondulação com filtro RC, para: (a)Largura de pulso de 10us= 8mV

;

(b) Largura de pulso de 40us=1mV

.................................................................. 56

3-20 Ondulações de corrente para largura de pulso de:(a) 10us=15nA e

(b)40us= ,5nA ....................................................................................................... 57

3-21 Curvas Características do MOSFET canal n ........................................................ 61

3-22 Modelo do MOSFET ............................................................................................ 62

3-23 Gráfico de V

(t), i

(t), V

(t), i

(t) .................................................................... 64

3-24 Forma de onda na entrada e na saída ..................................................................... 66

3-25 Configuração do snubber utilizado no circuito .................................................... 69

3-26 Caminho magnético .............................................................................................. 70

3-27 Relação B x H nos materiais magnéticos .............................................................. 72

3-28 Transformador básico ............................................................................................ 74

3-29 Representação de um transformador ideal.............................................................. 75

3-30 Modelo de parâmetros concentrados para transformador........................................ 76

3-31 Equivalente simplificado do transformador............................................................. 78

3-32 Gráfico da resposta em freqüência exibindo a freqüência de ressonância série .... 79

3-33 Gráfico da resposta em freqüência exibindo a freqüência de ressonância paralela . 79

3-34 Ciclo de histerese de um material magnético em um circuito push-pull ................ 85

4-1 Diagrama de blocos do circuito conversor e a fotomultiplicadora ........................ 91

4-2 Diagrama em blocos do UC3525 ............................................................................ 94

4-3 Diagrama de tempo dos sinais do comando do conversor....................................... 94

4-4 Amplificador operacional e a rede divisora............................................................. 99

4-5 Modelo térmico de um semicondutor...................................................................... 103

4-6 Secundário retificado com duplicador e filtrado por capacitores............................ 107

4-7 Esquema elétrico do circuito empregado na simulação ......................................... 111

4-8 Oscilador do SG3525 .............................................................................................. 111

4-9 Oscilador e saída B do SG3525 .............................................................................. 111

4-10 Saídas do SG3525.................................................................................................... 112

4-11 Formas de onda do oscilador e da tensão nas saídas do SG3525

para diferentes tensões de erro: a) V

erro

=1V; b) V

erro

=2V; c) V

erro

=2.5V;

d) V

erro

=3V .......................................................................................................... 113

5-1 Diagrama esquemático da fonte de alta tensão ...................................................... 114

5-2 Foto do protótipo desenvolvido ............................................................................. 115

5-3 Protótipo na bancada de testes ............................................................................ 116

5-4 Diagrama de blocos da bancada de testes ........................................................... 116

5-5 Esquema para medir o ripple e a tensão de saída .................................................. 117

5-6 Ligação da carga simulada na fonte..................................................................... 117

5-7 Forma de onda do ripple para entrada de 11,5V e carga simulada de 2mA ........... 119

5.8 Saída do PWM para entrada: de 11V (ch1), 12V (ch2), 13V (ch3)

e 13,5V (ch4)........................................................................................................... 119

5.9 Saídas do PWM: 1 saída (ch1); 2 saídas (ch3) e nos drenos

dos MOSFETs (ch2) ............................................................................................... 119

5.10 Saída do PWM: CH1) p/ carga de 1,5mA e CH2) 2mA ....................................... 120

5.11 Forma de onda do ripple da fonte com a base do PMT alimentado ..................... 121

5.12 Arranjo montado para a verificação do funcionamento

da fonte protótipo no tanque ................................................................................. 121

5.13 Gráfico do rendimento para cargas diferentes ...................................................... 123

5.14 Gráfico do rendimento para tensões de entrada diferentes .................................. 123

5.15 Gráfico da estabilidade da fonte na primeira hora de funcionamento .................. 124

5.16 Gráfico da estabilidade da fonte no período de 14 horas ...................................... 125

5.17 Diagrama de blocos do sistema de espectroscopia gama com NaI (TI) ................ 126

5.18 Gráficos dos espectros da fonte

Na para (a) fonte protótipo e

(b) fonte comercial ................................................................................................ 128

5.19 Circuito para medir a indutância de dispersão ...................................................... 130

5.20 Circuito para medida da capacitância entre enrolamentos .................................... 131

xii

Lista de Tabelas

2.1 Características do PMT 9791KB ............................................................................ 29

2.2 Características do PMT 8850 ................................................................................. 29

3.1 Comparação entre fontes lineares e chaveadas ...................................................... 34

3.2 Medidas da ondulação na carga com filtro R

.................................................. 56

3.3 Comparação entre diversos núcleos ....................................................................... 83

4.1 Comparação entre MOSFETs .............................................................................. 100

5.1 Característica da fonte com a carga simulada para 2mA com variação

da tensão de entrada ............................................................................................. 118

5.2 Variação da alta tensão com a carga para tensão de entrada fixa em 12V .......... 120

5.3 Ensaio com a base da fotomultiplicadora ............................................................ 120

5.4 Ensaio com a base e a fotomultiplicadora no tanque ........................................... 122

xiii

Capítulo 1

INTRODUÇÃO

Fontes de alimentação chaveadas estão cada vez mais presentes em sistemas

eletrônicos, sendo encontradas em aplicações domésticas como TV’s e computadores, em

equipamentos industriais e aeroespaciais, como satélites e espaçonaves. Este tipo de fonte

tem como principal característica a utilização de semicondutores operando como chaves

comutadas em alta freqüência. As principais vantagens destas fontes são: ter maior

rendimento e menor tamanho para os transformadores e outros elementos. Equipamentos

alimentados por bateria também utilizam fontes chaveadas para proporcionar uma tensão de

operação constante, independente do estado e carga da bateria e são utilizadas para fornecer

alta tensão. Equipamentos científicos para a Física Experimental também usam largamente

fontes chaveadas, para alimentar detectores de radiação e partículas.

Uma pesquisa feita sobre fontes de alta tensão no atual mercado nacional, mostrou

que a maioria delas utiliza tecnologias similares porém são equipamentos importados, cuja

manutenção dificilmente pode ser realizada localmente por falta de componentes no

mercado, exigindo, no encaminhamento do equipamento para manutenção no exterior, um

tempo de espera e custo elevados. Isto motivou este trabalho de realizar um projeto versátil

de fonte de alta tensão, com componentes de fácil aquisição no mercado nacional.

O tema deste trabalho de Dissertação de Mestrado em Instrumentação Científica é

o desenvolvimento da instrumentação de uma fonte de alta tensão chaveada para alimentar

tubos fotomultiplicadores - PMT (PHOTOMULTIPLIER TUBE) [1], como contribuição

ao desenvolvimento do detector de raios cósmicos (detector de superfície) do CBPF -

Centro Brasileiro de Pesquisas Físicas [2], uma réplica menor do detector de superfície do

Projeto Pierre Auger [3], e também para atendimento às necessidades de fontes de alta

tensão para outros experimentos no CBPF. Ao final, são apresentados os resultados

experimentais para comprovar a análise teórica e a proposta sugerida.

1.1 Motivação

Este trabalho começou com a necessidade de se construir uma fonte de alta tensão

para PMTs de um protótipo de tanque detector de chuveiros cósmicos do Projeto Auger no

CBPF e foi ampliado para atender à demanda de outros laboratórios no CBPF e em outras

instituições. Assim, além de atender as especificações do tanque de testes, o projeto da

fonte de alta tensão visa também ser adaptável às necessidades de outras aplicações e como

ferramenta didática.

No CBPF usa-se fonte de alta tensão em diversas áreas de pesquisa em física

experimental. Pode-se citar entre outros: o Projeto Pierre Auger, Laboratórios de

Nanoscopia, Correlação Angular, Efeito Mossbauer e Sistemas de Detecção.

No Laboratório de Nanoscopia necessita-se alimentar a PMT com tensões na faixa

dos 1300 Volts e consumo de 0.3 Watts, para aplicação em SNOM ( Scanning Near-field

Optical Microscope] [4].

No Laboratório de Correlação Angular PMTs são usados nas medidas de

correlação angular e espectroscopia gama [5]. Os PMTs deste laboratório são alimentados

com tensão negativa e também têm aplicações na deteçcão de cintilação e radiometria. A

tensão típica de operação é 2200 Volts e o consumo fica em torno dos 2mA.

No Laboratório de Efeito Mossbauer, a espectroscopia Mossbauer [6,7] do

Fe,

119

Sn e

151

Eu, utiliza como detectores de radiação, contadores a gás, proporcionais, que

operam na faixa de 1950 a 2200 Volts – típico 2050 Volts – porém com tensão positiva.

Como a polaridade da fonte protótipo é originalmente negativa, uma modificação no

circuito de retificação da fonte protótipo deve ser feita a fim de inverter a polaridade da

mesma.

No Laboratório de Sistemas de Detecção diversas técnicas de detecção exigem a

alimentação de seus respectivos detectores [25] (contadores Geiger-Muller, câmaras de

ionização, contadores proporcionais, etc) com tensões que podem variar de 1000 a 4300

Volts. No caso de se utilizar em tensões acima de 2500 Volts, o uso de circuitos

triplicadores, quadruplicadores e até quintuplicadores de tensão facilita a confecção do

transformador projetado para uma tensão mais baixa.

1.2 Objetivos

O objetivo deste trabalho é desenvolver uma fonte de alta tensão de alta eficiência

e estabilidade, baixo ruído e baixo custo, cujas especificações atendem aos requisitos do

protótipo de detector de raios cósmicos do CBPF, descritos na secção 1.6. A fonte deverá

operar na faixa de 1700V até 2300V com corrente máxima de 3mA, para alimentar tubos

fotomultiplicadores a partir de uma tensão contínua de uma bateria de 12Volts, a ser

carregada através de células solares, como indicado na figura fig.1.1.

O circuito de controle (realimentação) monitora a tensão de saída, e se houver

alguma flutuação desta, seja pela variação da tensão de entrada ou de operação do circuito,

faz variar o ciclo de trabalho (duty cycle) do Conversor CC-CC, estabilizando a tensão de

saída.

Fig.1.1 – Diagrama das conexões entre o PMT, o conversor CC/CC, a bateria e o painel

solar.

1.3 Visão Geral sobre o Projeto Auger

O Projeto Pierre Auger assim denominado em homenagem ao descobridor dos

Chuveiros Aéreos Extensos - CAE’s, é uma grande colaboração internacional cujo objetivo

é pesquisar os raios cósmicos ultra-energéticos (energia > 10

eV) que chegam à superfície

da Terra. Será possível determinar a energia, a direção de chegada e a natureza desses raios

cósmicos. Serão, então, construídos em ambos os hemisférios, dois observatórios, um no

estado americano de Utah, EUA, e outro na província de Mendoza, na Argentina, cobrindo

cada um uma área de 3000Km

. Os observatórios são constituídos de detectores de raios

cósmicos de dois tipos que atuarão em conjunto: os detectores de superfície, baseados no

efeito Cherenkov [8] e os detectores de fluorescência [9].

Os detectores de superfície Cherenkov serão em número de 1.600, e se

assemelham a grandes tanques de água de 12 mil litros cada um, sendo que ficarão

afastados um do outro de 1500 metros, dispostos de forma hexagonal. Cada estação

detectora consiste de um tanque cilíndrico com água pura e detectores fotomultiplicadores.

O tanque também serve como suporte e proteção para os sistemas de comunicação,

eletrônico e solar. Cada tanque tem 1,2m de profundidade por 10m

de área, com

capacidade de armazenamento de 12000 litros de água ultra pura de modo a apresentar uma

ótima transmissividade de luz. Cada tanque de detecção de superfície possui apenas 1

painel solar e duas baterias de 12V com capacidade de 100AH cada, para alimentar os

instrumentos e três PMTs.

A luz Cherenkov emitida pelas partículas no tanque de água é detectada por três

tubos fotomultiplicadores colocados no topo de cada tanque, olhando para baixo no

volume do tanque, na superfície da água. Os sinais do PMT são então processados e

digitalizados por conversores analógicos-digitais, tipo Flash (FADC), antes de serem

enviados ao sistema central de aquisição de dados CDAS – Central Data Acquisition

System [10]. O processo de aquisição e transmissão de dados é feito via rádio-frequência,

operando em 915Mhz e a posição e o momento exato da chegada do chuveiro aéreo serão

dados pelo Sistema de Posicionamento Global, mais conhecido como GPS (Global

Positioning System) [11]. Será então possível medir o ângulo de entrada do chuveiro em

relação ao solo com precisão de um grau e seu tempo de duração em bilionésimos de

segundo.

O consumo da eletrônica que é alimentada por energia solar é limitado a 10W por

estação detectora e composta dos seguintes instrumentos: fonte de alta tensão, front end

incluindo Flash ADCs (FADC), estação controladora microprocessada e receptor GPS. Na

figura 1.2, podemos ver os detalhes do detector de superfície do Observatório Pierre Auger.

Cada tanque apresenta uma antena que se comunica com uma central de aquisição

de dados eliminando assim qualquer conexão via fio fazendo com que cada tanque seja

autônomo. Cada tanque será mantido em funcionamento por sistemas que utilizam baterias

carregáveis por meio de um painel solar. O tanque de Cerenkov precisa ser de baixo custo

e também deve pode operar continuamente em qualquer condição climática.

Fig.1.2 – Detector de Superfície do Observatório Pierre Auger.

1.4 O Tanque Detector do CBPF

O detector (tanque) de teste (fig.1.3) desenvolvido pelo Laboratório de Sistemas

de Detecção do CBPF, é uma versão reduzida do modelo utilizado no Projeto Pierre

Auger, sendo que possui 1,28m de profundidade e 0,80m de diâmetro. As paredes internas

são revestidas com um material refletor que tem as mesmas especificações dos tanques do

Observatório Auger, que possuem uma ótima refletividade de luz na faixa de ultravioleta.

Quando uma partícula, vinda de interações de raios cósmicos com a atmosfera,

penetra no tanque detector com água, esta emite uma radiação de luz ultravioleta por efeito

Cherenkov. Essa radiação é convertida em sinal elétrico por uma fotomultiplicadora

localizada no topo do tanque. O PMT é alimentado por uma fonte de alta tensão que por

sua vez será alimentada por bateria e painel solar situado no topo do tanque de teste,

afastado da rede elétrica, tal como ocorre no Observatório Pierre Auger. O PMT opera com

uma alta tensão na faixa de 2 kV, portanto necessita de um conversor CC/CC com baixo

consumo para transformar os 12 Volts da bateria em alta tensão com alto rendimento.

Fig. 1.3 – Tanque protótipo do CBPF

1.5 Especificações da Fonte de Alta Tensão

Neste projeto de fonte de alta tensão para PMT, foram considerados os seguintes

fatores: tensões de alimentação de 100 a 3000 volts, com polaridade positiva ou negativa.

Como as características do PMT são muito sensíveis à tensão aplicada, a variação e o fator

de ondulação (ripple) devem ser mínimos. O consumo deve ser baixo e deve ser de fácil

manuseio e segura, sem a necessidade de um especialista para operá-la.

O domínio do mercado de fontes de alta tensão é comandado por grandes

fabricantes de instrumentação dedicada à aplicações nucleares como por exemplo LeCroy

[12], Ortec [13], CAEN[ 14], SDS [15] e também dos fabricantes de PMTs, como a Philips

[16], Hamamatsu [1], Burle [17] e ETL [18].

Atualmente podemos encontrar no mercado três tipos de fontes de alta tensão

para PMT:

• Montadas diretamente na base do PMT;

• Modulares;

• De bancada.

As fontes de alimentação montadas diretamente na base fornecem todos os

potenciais para polarizar o PMT diretamente nos pinos do soquete do tubo, eliminando a

necessidade de divisores de tensão externos. Essas fontes são as mais compactas e de mais

baixo custo, pois utilizam componentes miniaturizados em SMT- Surface Mount

Technology [19]. Apresentam um consumo extremamente baixo, em torno de 50mW. São

recomendadas para aplicações em que o aquecimento devido à potência dissipada deve ser

minimizado bem como o uso de espaço e se deseja evitar cabos de alta tensão e conectores.

Esse tipo de fonte opera normalmente com tensões de alimentação baixas (5, 12 ou 24

Volts) e são dedicadas a um único PMT.

As fontes modulares são de aplicação geral e recomendadas onde o custo e o

espaço também devem ser levados em consideração, mas não tanto quanto no caso anterior.

Operam também com tensões baixas (5,12 ou 24 Volts), a tensão de saída pode ser

controlada por potenciômetro ou remotamente e a potência fornecida fica em torno de 3

Watts [20,21].

A fonte de bancada é recomendada para desenvolvimento e uso em laboratório e

oferece a maior flexibilidade em termos de faixa de tensão, polaridade, proteção contra

sobrecarga, entrada universal e robustez, e podem fornecer mais potência (20 a 30 Watts)

[12,13,14]. São também as de mais alto custo.

No Projeto Pierre Auger cada PMT é alimentada por uma fonte de alta tensão

independente e a tensão de saída de cada uma delas é ajustável entre 1200V a 1500V. A

fonte foi projetada e desenvolvida pela ETL (Electron Tubes Limited) [18] seguindo

especificações previamente estabelecidas [22]. O circuito conversor CC-CC, que foi

projetado para ficar montado diretamente na base do PMT, utiliza componentes SMD e é

mantido totalmente encapsulado em metal, de forma a reduzir a interferência

eletromagnética, conforme ilustra a fig.1.4. A base contém o conversor CC-CC, os

divisores resistivos, a saída do sinal de anodo e um amplificador do sinal de saída do último

dinodo.

Fig.1.4 – A base do PMT do Projeto Auger

O consumo máximo de potência de cada fonte é de 0,33 Watts, e o consumo

médio previsto para a corrente da fotomultiplicadora é de 100µ A.

O nosso projeto é modular, para poder atender as diferentes especificações de

corrente e tensão, podendo ser miniaturizada com o uso de componentes SMD, ou também

ser usada como fonte de bancada. É composta das seguintes partes que serão descritas nos

capítulos seguintes:

1 - Um conversor CC-CC em Push-Pull e controle PWM (Pulse Width Modulation);

2 - Um transformador para alta freqüência;

3 - Um circuito duplicador de tensão responsável pela geração da alta tensão de saída;

4 - Uma bateria de 12 Volts, como suprimento de alimentação dos circuitos.

A fonte pode ser adaptada ao sistema normal com entrada para rede elétrica AC,

ou carregada através de células solares. A tensão na saída é regulada e pode ser comandada

remotamente por computador.

A escolha do modo chaveado ao invés do modo linear, está no fato que o volume,

custo, perdas e consumo das fontes chaveadas, trabalhando com freqüência alta, são muito

menores, para a mesma potência de saída. Ressalta-se como item de destaque no trabalho,

a portabilidade permitindo a sua utilização em campo, facilitando diversas atividades

experimentais.

Os conversores CC/CC são freqüentemente usados para prover uma tensão de

saída contínua regulada. O conversor recebe uma tensão contínua, a converte em uma

tensão alternada que retificada se transforma novamente em uma tensão contínua.

A modulação por largura de pulso (PWM) se refere a um sinal digital que opera a

um período constante, com uma largura de pulso variável. No controle de conversores CC-

CC, o sinal PWM é usado para controlar a condução dos dispositivos chaveadores.

A topologia Push-Pull permite a utilização de transformadores com dimensões

reduzidas e filtros mais compactos pois opera em retificação de onda completa mesmo para

baixas tensões de entrada, como é o caso (12 Volts).

Escolhemos a freqüência de chaveamento da fonte em 10 kHz para garantir a

compatibilidade eletromagnética da fonte com os tubos fotomultiplicadores, já que estes,

são sensíveis a campos magnéticos que podem alterar a trajetória dos elétrons.

Em testes feitos anteriormente no tanque protótipo do CBPF, como por exemplo,

o de contagens de pulsos [8], o PMT utilizado, que é diferente do utilizado nos detectores

de superfície do Projeto Auger, foi operado sob uma tensão de 1900V, com uma fonte

comercial consumindo desta uma corrente total de 1,92mA. Embora o PMT utilizado

possa operar com tensões mais altas, a base, que é o circuito que distribui a alta tensão para

o PMT, limita a tensão no máximo de 2000 Volts.

1.6 Requisitos

Baseado nas informações acima e nos requisitos da fonte do Auger [22], foram

moldadas assim, as características básicas exigidas para o protótipo da fonte de alta tensão

em questão:

•Tensão de alimentação: 11,5V até 13,5V, +12V típico

•Tensão de saída ajustável dentro da faixa de 1700V até 2300V

•Corrente de saída máxima da fonte: 3mA

•Máxima potência: 6,9 W

•Tensão de ondulação na saída menor que 2 x 10

-5

a carga máxima

•Corrente média prevista para o PMT: 2mA

• Estabilidade: melhor que 0,2%.

•Alta eficiência: rendimento melhor que 70%

•Faixa de temperatura: -15°C até + 35°C

•Compatibilidade magnética: blindagem para reduzir a interferência eletromagnética.

1.7 Estrutura do texto

Neste capítulo foram determinados a motivação, os objetivos, os requisitos e as

especificações básicas que foram utilizadas para o estudo e a implementação subseqüente

da fonte em questão. O restante desta dissertação se encontra estruturada da seguinte

maneira: No segundo capítulo, é apresentada uma breve abordagem sobre o funcionamento

dos tubos fotomultiplicadores, seus requisitos para a detecção de raios cósmicos as

principais características de alimentação e de consumo dos tubos fotomultiplicadores

utilizados no Projeto Pierre Auger e para o projeto proposto.

O terceiro capítulo faz uma descrição sobre fontes chaveadas, o princípio de

funcionamento, uma comparação com as fontes lineares. Na seqüência, a topologia

escolhida para a fonte de alta tensão e a seleção do circuito integrado de controle, a escolha

do semicondutor de potência, o transformador, o multiplicador de tensão e a filtragem

utilizada no projeto. No capítulo quatro descreve-se detalhadamente o projeto da fonte de

alta tensão utilizando uma metodologia de modo que ao final do desenvolvimento teríamos

os parâmetros básicos para a implementação de um protótipo.

Os resultados, medidas e o procedimento experimental que adotamos para obter

os resultados, são apresentados no quinto capítulo. No sexto e último capítulo,

apresentamos uma exposição das conclusões e análise dos resultados obtidos nas

simulações realizadas neste trabalho. Também são propostas soluções alternativas para

minimizar alguns problemas encontrados.

Informações técnicas e maiores detalhes sobre a construção da fonte encontram-

se nos Apêndices.

Capítulo 2

Tubos Fotomultiplicadores - PMT

Um tubo fotomultiplicador ou PMT (Photo Multiplier Tube) é um tubo a

vácuo, usualmente feito de vidro, que converte a radiação incidente das regiões visíveis,

infravermelho e ultravioleta em uma corrente elétrica proporcional à intensidade da

radiação incidente. Utilizando o fenômeno de foto-emissão de elétrons e depois

amplificando o sinal por meio de emissões secundárias, gera pulsos com amplitude

proporcional à energia depositada no meio ativo pelas partículas incidentes. Determinando-

se a distribuição estatística de altura destes pulsos caracteriza-se o espectro de energia de

radiação detectada.

O estudo dos raios cósmicos não só abre novas e excitantes áreas na física,

como também proporciona um grande mercado para PMTs, cujas tradicionais

características como grande área de cobertura, excelente resolução de tempo, baixo ruído e

preço atrativo fazem deles a escolha real para a pesquisa dos raios cósmicos.

Figura 2.1 – Componentes de um PMT.

Os principais componentes da estrutura mostrados na figura 2.1 são:

• Janela de entrada:

Por onde entra a luz; podendo ser feito de vidro ou quartzo.

• Fotocatodo:

É onde acontece a conversão de fótons em fluxo de elétrons; é feito de uma

fina camada de um material foto-emissor, depositado na superfície interna

da janela;

• Sistema Óptico de focalização de elétrons:

É formado por eletrodos que aceleram e focalizam o foto-elétron na direção

do primeiro dinodo do tubo;

• Multiplicador de elétrons:

Consiste de vários dinodos responsáveis pelas emissões secundárias dos

elétrons; para cada elétron incidente, cada dinodo emite vários elétrons

secundários.

• Anodo:

Coleta o fluxo de elétrons do multiplicador, formando então um sinal de

saída.

2.1 Funcionamento Geral do PMT

O PMT funciona da seguinte maneira: A luz passa através da janela de entrada,

incidindo sobre o fotocatodo, interagindo com o material deste, que pode emitir elétrons

através do efeito fotoelétrico. Entre o fotocatodo e o primeiro dinodo há uma diferença de

potencial elétrico, que será a responsável pela aceleração eletrostática dos elétrons. Os

elétrons produzidos no fotocatodo são então acelerados eletrostaticamente e focalizados na

direção do primeiro dinodo onde são multiplicados por meio de uma emissão secundária de

elétrons.

A emissão secundária ocorre em cada dinodo sucessivamente até a chegada dos

elétrons ao anodo, onde são coletados gerando um pulso elétrico com a informação da

energia da radiação depositada sobre o fotocatodo. O ganho de conversão de fótons em

elétrons depende do número de dinodos e de seus potenciais elétricos e pode ser da ordem

de 10

até 10

. A emissão secundária nos dinodos é muito rápida, da ordem de alguns ns.

As principais características e as informações técnicas de PMTs podem ser obtidos

em catálogos fornecidos pelos fabricantes [1,18]. Encontram-se também muitas descrições

e análises detalhadas sobre PMTs, em textos sobre técnicas de detecção [18,25,26].

2.2 A Foto-emissão e o Fotocatodo

A foto-emissão [27] é um processo em que os elétrons são liberados da superfície

de um material pela interação de fótons que incidem nesse mesmo material. Neste processo

o fóton incidente desaparece, um íon é formado e o elétron livre é colocado em movimento

com a energia do fóton menos a sua energia de ligação. A energia do fóton incidente E

diretamente proporcional à freqüência da radiação incidente e é dada por

= h

= hc /λ (2.1)

onde

é a freqüência da radiação incidente, λ é o comprimento de onda da

radiação incidente, h é a constante de Planck ( 6,626

-34

Js) e c é a velocidade da luz.

A foto-emissão é um processo que envolve 3 etapas:

1. Absorção do fóton resultando na transformação da energia do fóton em energia

cinética do elétron;

2. Migração do elétron para a superfície;

3. O escape do elétron da superfície do fotocatodo.

Na 1

etapa, a energia do fóton h

é transferida para o elétron.

Na 2

etapa, parte desta energia será perdida, através de colisões de elétrons com

elétrons no processo de migração do elétron para a superfície.

Na 3

etapa, existe uma quantidade mínima de energia que é necessária para

liberar os elétrons da superfície do fotocatodo, criando os chamados foto-elétrons. Essa

energia de ligação do elétron é chamada de função de trabalho do metal, que é normalmente

maior que 3 ou 4eV para a maioria dos metais, podendo ainda esta energia ser diminuída

para 1.5 - 2eV se utilizarmos semicondutores preparados adequadamente. Se a energia do

fóton é maior que a função de trabalho, o elétron pode ser emitido com uma energia

E = h

- W (2.2)

E = energia cinética do elétron emitido

h = constante de Plank

= freqüência

W = função de trabalho

O fotocatodo é na maior parte dos casos, semi-transparente e os foto-elétrons são

emitidos do lado oposto ao da luz incidente. A espessura do fotocatodo é determinada por

um compromisso entre a eficiência para a absorção dos fótons de luz e a probabilidade para

os elétrons produzidos atravessarem a espessura do material, atingindo a superfície mais

interna com energia suficiente para vencer a barreira de potencial (função de trabalho) e

escapar. Materiais que possuem baixa função de trabalho (~1.5 – 2eV) como AgOCs, SbCs

e os compostos bi e trialkali SbKCs e SbRbCs são normalmente empregados na confecção

de fotocatodos.

Dois parâmetros caracterizam um fotocatodo: a eficiência quântica e a resposta

espectral [26]. A eficiência do fotocatodo, chamada de eficiência quântica, é definida como

o número de elétrons obtidos pelo número de fótons incidente e é tipicamente de 20-30%.

A eficiência quântica de qualquer fotocatodo será função do comprimento de onda ou

energia da luz incidente. No caso do Auger, a eficiência quântica do PMT utilizado

(XP1805) no pico do espectro é de 23% (~420nm) [23].

A resposta espectral do fotocatodo de um PMT depende do material do fotocatodo

e da janela do tubo. No Auger, o material usado no fotocatodo do PMT é um composto

bi-alkali de alta eficiência quântica de emissão de fotoelétrons, boa eficiência de coleção de

fótons incidentes, uma baixa emissão no escuro. A janela do PMT é feita de vidro

(borosilicato), cujas características de transmissão de luz são compatíveis com o espectro

de luz incidente, entre 300 e 450nm. Para o PMT utilizado no tanque protótipo, o material

do fotocatodo é um bi-alkali, a janela é feita de vidro e a eficiência quântica no pico do

espectro é de 27% [24].

2.3 Multiplicação Eletrônica - Emissão Secundária

Levando em conta todos os processos de transformação e perdas envolvidas, o

número de elétrons é muito pequeno para ter utilização direta e portanto deve ser

empregado um processo de multiplicação. Isto é feito acelerando os foto-elétrons em

direção a eletrodos do PMT chamados dinodos. Diferenças de potencial da ordem de

centenas de volts são utilizadas de modo que os elétrons, ao atingirem os dinodos,

transferem sua energia para elétrons do metal, que eventualmente, adquirem energia para

escapar do dinodo. Se para cada elétron incidente se produz mais de um elétron emergente,

tem-se a multiplicação. Em condições usuais nos PMTs, cerca de 4-6 elétrons são ejetados

por cada elétron incidente, em função do coeficiente de emissão secundária. Estes elétrons

são novamente acelerados em direção ao dinodo consecutivo. Contudo, nem todos os

elétrons emitidos pelos dinodos alcançam o dinodo seguinte, em função da eficiência de

coleta

O coeficiente de emissão secundária

e a eficiência de coleta

do dinodo i, são

ambas funções da tensão aplicada V

no dinodo i. O produto destes dois parâmetros é o

ganho g

do dinodo e é função da tensão V

[26]:

iiii

ηδ

⋅⋅ ==

(2.3)

onde k

é uma constante e o expoente α é usualmente entre 0.65 e 0.75.

Se o número de fotoelétrons, saídos do fotocatodo, que atingem o primeiro dinodo

é n

, e o ganho deste é g

, o número de elétrons secundários que sai dele é n

·g

. E do

segundo dinodo, com ganho g

, é n

·g

. Assim o último dinodo entrega ao anodo n

elétrons, onde N é o número de dinodos, e o número de elétrons n

coletados é

= n

∏

(2.4)

e o ganho total M do tubo fotomultiplicador é

M = n

/ n

∏

(2.5)

2.4 Parâmetros do PMT influenciados pela Alta Tensão

O sinal de saída do PMT depende muito da tensão de alimentação, que influencia

os seguintes parâmetros dos PMTs:

• Estabilidade:

As PMTs requerem, além de fontes de alta tensão estáveis, alguns cuidados

especiais para sua operação. É necessário deixar o PMT no escuro total, não deixando que

nenhuma luz chegue ao fotocatodo, e ir aumentando a alta tensão gradativamente até esta

atingir a tensão de operação, quando então deve-se aguardar por uma hora ou mais, até

que a alta tensão, o ganho e a corrente de escuro se estabilizem para a temperatura de

trabalho, já que a alta tensão aplicada nos divisores de tensão, gera calor que aumenta a

temperatura do PMT.

O PMT nunca deve ser exposto a luz com alta tensão aplicada a seus eletrodos, sob

pena de destruição. Mesmo sem a alta tensão aplicada, é bom evitar a exposição de um

PMT à luz, porque isso trará um acréscimo importante de ruído de fundo, e a modificação

de suas características necessitará de um certo período para estabilização. Esse período

pode durar de 1 hora a vários dias, dependendo da exposição à luz que ela sofreu.

Essas considerações, e as apresentadas a seguir para os demais parâmetros do

PMT, devem ser levadas em conta por ocasião do teste da fonte de alta tensão alimentando

um PMT.

• Corrente de Anodo no Escuro ou “Dark Current”:

A corrente no escuro [26] limita o menor nível de intensidade de energia

detectável pelo PMT que é função da alta tensão aplicada no PMT. Pode resultar de

vários processos, como por exemplo, a emissão termoiônica dos fotocatodos, a fuga nos

eletrodos dentro do tubo fotomultiplicador, decaimentos de núcleos radioativos que

produzem raios β que emitem luz Cherenkov, conexões externas, etc.

A maioria dos PMTs são projetados para minimizar os efeitos desses processos. A

corrente no escuro pode também ser controlada através da seleção do PMT e com uso de

um sistema de refrigeração eficaz. Os PMTs devem ser mantidos na escuridão por um

período mínimo de 12 horas antes do seu uso, para reduzir as contribuições provenientes

da janela e do fotocatodo na corrente de escuro, e operar em temperaturas baixas e fixas.

Os valores da corrente de escuro devem ser os menores possíveis para maximizar a

relação sinal/ruído e a vida útil do PMT. No caso do Auger, a corrente de escuro do PMT

típica é de 15nA [23]. Já a do PMT do tanque protótipo é de 1nA [24].

O ganho e a corrente de escuro que são fornecidas pelos fabricantes dos PMTs são

valores meramente típicos, existindo muitas variações de tubo para tubo. Porém, cada tubo

vem acompanhado de um certificado especificando o ganho e a corrente no escuro que são

medidos para uma tensão específica aplicada.

• Ganho:

A relação entre o número de elétrons coletados no anodo e o número de fótons

incidentes no fotocatodo de um PMT é chamada de ganho.

Quando o nível de radiação luminosa é mantido constante, a amplitude do sinal no

anodo de um PMT varia com as tensões de alimentação do fotocatodo e dos dinodos.

Portanto o ganho da PMT é função da tensão aplicada no PMT [26,28].

O ganho de corrente G de um PMT, é definido como I

/ I

, onde I

é a corrente de

anodo e I

a corrente do fotocatodo:

G =

(2.6)

Sabendo-se que N é o n

de dinodos, a eficiência de coleta do primeiro dinodo é η,

o coeficiente de emissão secundária δ

do i-ésimo dinodo e η

é a eficiência de coleta η

do i-ésimo estágio multiplicador, podemos escrever o ganho G como

(2.7)

Da expressão (2.3) dada anteriormente para o ganho g

do i-ésimo estágio, temos

que

G =

(2.8)

Vk ⋅

∏

Onde k

é uma constante de proporcionalidade, V

é a tensão interdinódica por

estágio, e α é entre 0.65 e 0.75. Reescrevendo Vi como uma fração k

’

da tensão de

alimentação V

G =

⇒⋅ HVi VK

)

(

i KK

∏

⋅

. = K (2.9)

V⋅

onde k é uma constante que depende do material com que é feito o dinodo.

Desta equação fica claro que o ganho é extremamente sensível a qualquer variação

da fonte de alta tensão que é usada para operar o PMT, como por exemplo: a regulação na

entrada, o “ripple” da fonte de alta tensão, a temperatura e a regulação na carga.

Portanto, a fonte de alta tensão utilizada deve ser a mais estável possível. As PMTs grandes

disponíveis no mercado foram desenhadas para operar com ganho na faixa de 10

, para

experimentos onde a taxa esperada de sinais é pequena. Essas PMTs quando operadas com

baixo ganho tornam-se não lineares para os sinais mais longos esperados do Auger.

As consequências de se operar com um baixo ganho utilizando um PMT com alto

ganho são a baixa coleta de fotoelétrons, a baixa linearidade, a resposta de freqüência mais

lenta, e a faixa dinâmica restrita.

• Linearidade:

Em aplicações em que é medido o nível de radiação incidente dentro de uma

determinada faixa, o ganho deve ser constante nesta faixa, para que o PMT seja linear.

Quanto maior a faixa de energia em que o ganho se mantém constante dentro da precisão

desejada, maior a linearidade do PMT. A perda da linearidade afeta diretamente a precisão

da medida da energia. Como os chuveiros atmosféricos apresentam uma larga faixa de

energia, os PMTs usados nesta aplicação devem ter grande linearidade, para evitar a

saturação e erros de medida de energia. Vários fatores induzem à redução da linearidade

como por exemplo:

a) A estrutura dos dinodo:

A estrutura interna do PMT e a constituição dos materiais utilizados nos dinodos

afetam a linearidade, que passa a ser uma qualidade inerente do PMT.

b) A variação da tensão de alimentação:

A variação da tensão de alimentação induz a variações da tensão nos dinodos e

conseqüentemente a variação do ganho devido a variação da emissão secundária e da

trajetória do elétron.

c) A variação da tensão interdinódica:

Devido à variação da corrente de anodo em conseqüência do pulso luminoso, as

tensões entre dinodos mudam e como conseqüência disso o ganho varia e desvia da

linearidade ideal. É necessário conhecer a faixa de valor do pico de corrente de saída

para o qual o dispositivo ainda se comporta de maneira linear.

Normalmente, em aplicações em que a corrente de anodo é pulsada, são

utilizados capacitores de desacoplamento entre os últimos dinodos de modo a alimentar os

dinodos com a carga elétrica armazenada que deve ser suficientemente grande de modo

que os potenciais entre os dinodos não variem.

d) A resistividade do catodo semi-transparente:

O sistema óptico de entrada é projetado assumindo que o catodo é uma superfície

equipotencial. Para qualquer afastamento desta condição é provável a alteração da

trajetória dos elétrons alterando a eficiência de coleta no primeiro dinodo.

• Campos Magnéticos:

Os fotoelétrons emitidos do fotocatodo de um PMT movem-se na direção do

anodo seguindo trajetórias definidas pelos campos eletrostáticos entre os estágios. Se

campos magnéticos estão presentes ao redor do PMT, esses campos podem causar deflexão

dos elétrons de sua trajetória normal ocasionando perdas de ganho.

A extensão dos efeitos de campos magnéticos depende de alguns fatores:

1) A estrutura do dinodo e material do PMT - Em geral, dinodos com a estrutura

tipo linear focalizado são mais sensíveis a campos magnéticos e também um pouco

sensíveis ao magnetismo terrestre. Os dinodos do tipo veneziana são menos sensíveis a

este efeito.

2) A tensão entre os dinodos - Quanto maior a tensão entre os dinodos, menor a

influência dos efeitos magnéticos.

3) Tamanho do PMT – Os PMTs cujos trajetos dos fotoéletrons são mais longos

do fotocatodo para o primeiro dinodo são geralmente mais sensíveis a campos magnéticos.

PMTs com diâmetros muito grandes, são os mais sensíveis a este efeito.

Para prevenir o PMT dos efeitos, os PMTs não devem ser operados perto de

dispositivos que produzam campos magnéticos como motores, ferramentas magnetizadas,

etc. Uma proteção utilizando materiais com alta permeabilidade magnética como o

permaloi e mu-metal, devem ser utilizados em torno do tubo, atuando como blindagem

magnética e eletrostática.

• Tempo de Trânsito ou “Transit Time”:

É o tempo que levam os foto-életrons que saem do fotocatodo para chegarem até

o anodo, via dinodos. Esse retardo, que é da ordem de 1 a 10 ns, depende da alta

tensão aplicada no tubo e também indiretamente da estrutura do eletrodo (ex. número de

dinodos e diâmetro do fotocatodo). A fig. 2.2 ilustra a resposta de um PMT a um pulso

de luz que excita o fotocatodo.

O pulso do anodo é um pouco mais largo do que o pulso original, devido a

trajetórias diferentes percorridas pelos elétrons que saem do fotocatodo.

Figura 2.2 – Tempo de trânsito e o tempo de subida.

As variações do tempo de trânsito que afetam a resposta do pulso são devidas às

seguintes causas:

• Devido ao impacto em pontos diferentes no fotocatodo. Tubos rápidos

são projetados para minimizar essas variações;

• A velocidade inicial dos elétrons emitidos por diferentes eletrodos, que

varia com 1/ V

d,d

(onde 1/ V

d,d

é a tensão interdinódica);

• A diferença no tempo de trânsito devido a diferentes pontos de emissão do

mesmo dinodo, essa distribuição varia com 1/( V

d,d

)

1/2

1. A Operação na Região Plana:

Existe uma região de operação da fotomultiplicadora em que a contagem dos

pulsos de saída fica independente da alta tensão aplicada. Essa região é denominada de

região plana ou Plateau. Trabalhando-se nessa região, garante-se que a fotomultiplicadora

está operando com um ótimo ganho e ótima estabilidade. É também nesta região que

escolhemos uma ótima tensão de operação para termos a melhor relação Sinal/Ruído [26].

2.5 A Polarização do PMT

2.5.1 Circuito Divisor de Tensão ou Base do PMT

A base de onde se extrai o sinal do anodo para ser analisado, consiste de um

circuito que utiliza divisores de tensão, normalmente resistivos (base passiva), para

distribuir a partir da alta tensão, os valores de tensão requeridos para criar um campo

eletrostático entre os dinodos de modo a acelerar e focalizar os elétrons em um PMT.

Um circuito divisor ideal é aquele que mantém os dinodos com potenciais fixos

independente dos níveis de corrente na saída e a escolha desse divisor dependerá da

aplicação do tubo, como por exemplo, se a operação é no modo contínuo, pulsada, com alta

corrente, etc. Também dependerá do desempenho requerido, como o ganho, a linearidade,

a estabilidade, a velocidade de resposta e sensibilidade do pré-amplificador. Deve-se

garantir uma isolação adequada e evitar o aquecimento do tubo devido à dissipação nos

resistores.

A alta tensão de alimentação de uma fotomultiplicadora pode ter polaridade positiva

(alimentação com catodo aterrado) ou negativa (alimentação com potencial de catodo

negativo). Os diagramas esquemáticos de circuitos divisores de tensão são ilustrados nas

figuras abaixo:

Figura 2.3 - Alimentação com catodo aterrado.

Figura 2.4 - Alimentação com potencial de catodo negativo.

O circuito da fig. 2.3 é apropriado para aplicações que envolvem contagem de

pulsos. O ruído da fonte de alimentação nesta configuração deverá ser baixíssimo, já que

ele se refletirá na saída. Existe um capacitor de acoplamento entre o anodo e a saída do

sinal, de modo a isolar desta a alta tensão positiva aplicada ao anodo. No caso de esse

capacitor entrar em curto, a alta tensão será aplicada diretamente ao circuito seguinte ao

anodo, ocasionando provavelmente a queima desta etapa [26,29]. Geralmente é utilizado

um circuito RC com constante de tempo em torno de um segundo, para proteger a entrada

de pré-amplificadores de pulsos com amplitudes elevadas, provenientes da alta tensão,

quando esta é aplicada de uma só vez no PMT.

Para aplicações envolvendo a detecção de fluxos contínuos ou pulsos extremamente

rápidos, onde o uso de um capacitor de acoplamento seria inviável, a técnica geralmente

utilizada é a de aterrar o anodo e alimentar o catodo com um potencial negativo, como

mostrado no circuito da fig. 2.4. Este circuito não possui a malha RC, que amortece o sinal

de saída e também tem melhor imunidade ao ruído da fonte. Esse esquema facilita a

conexão de circuitos com o PMT, como por exemplo, amperímetros e pré-amplificadores.

Quando se trabalha com polarização negativa, alguns cuidados especiais também

devem ser tomados de modo a minimizar seu efeito na corrente de escuro. A alta tensão

deve ser aplicada gradualmente até atingir seu valor nominal, de modo a limitar transientes

de corrente de escuro, reduzindo assim a possibilidade de que instrumentos conectados na

saída do anodo se danifiquem. Um ótimo isolamento do tubo deve ser feito, de modo a

evitar o surgimento de correntes parasitas provenientes de fugas entre o catodo e o terra e

que fazem aumentar a corrente de escuro e a instabilidade da PMT.

Existem três tipos de distribuição de tensão [26]: A, B e C, e que são mostrados na

fig. 2.5. No tipo A, as tensões entre todos os dinodos são iguais, de modo que essa

distribuição dará um ganho máximo para uma dada tensão de alimentação; no tipo B, as

tensões interdinodos aumentam progressivamente, na direção do anodo, tornando-se 8 a 10

vezes mais altas nos últimos estágios. Essa distribuição possibilita a obtenção de pulsos de

anodo com picos de até dezenas de miliampéres com boa linearidade. O ganho, contudo, é

muito menor do que o tipo A para uma mesma alta tensão. No tipo C, as tensões

interdinodos aumentam somente nos últimos estágios. Para esse tipo de distribuição, as

características de tempo são otimizadas e o ganho e a linearidade são também satisfatórios;

é apropriado para aplicações em que se tem necessidade de resposta rápida.

Figura 2.5 – Divisores de tensão passivos: (a) tipo A, (b) tipo B e (c) tipo C.

O projeto do divisor resistivo depende da tensão de alimentação, da tensão

distribuída e da corrente de anodo. Os resistores podem ter valores iguais, com exceção do

resistor colocado entre o catodo e o primeiro dinodo, cujo valor é tipicamente dobrado, com

o intuito de maximizar a eficiência e a velocidade de resposta.

Quando uma corrente CC circula no PMT, os potenciais nos dinodos variam. Isto

é ilustrado na figura 2.6, em que o balanço das correntes nos vários nós é indicado.

Podemos notar que a corrente que circula no último resistor (R

) é I’

– I

e esta diminui

com o aumento da corrente do anodo. I

é a corrente de anodo e I

a corrente de catodo.

Quando I

≠ 0, a corrente através do divisor pode ser calculada por superposição [26], e

expressa como

(2.10)

onde I

representa a corrente circulante no divisor quando I

≈

0, N é o número de

dinodos e I

é a corrente interdinódica. Desde que a alta tensão HV seja constante, o

potencial de todos os dinodos aumenta quando uma corrente de anodo CC passa a circular.

Um acréscimo nos potenciais dos dinodos ocasiona um aumento no ganho do PMT

devido à emissão secundária dependente das tensões interdinódicas.

Um modo padrão para se manter pequena as variações do ganho é calcular os

resistores dos divisores de tensão de modo que sobre estes, passe uma corrente 100 vezes

maior do que a corrente máxima esperada no anodo [26]. Com isso ficará garantida a

linearidade do ganho, para possíveis aumentos da corrente de anodo.

Figura 2.6 – Distribuição da corrente em um PMT quando uma corrente CC de anodo passa

a circular.

Os resistores utilizados, geralmente são de filme metálico 1%, 100 ppm/°C, e

devem também estar bem dimensionados quanto a potência e tensão máxima. Se os

resistores estiverem muito próximos ao PMT, o calor emanado das suas resistências pode

elevar a temperatura do tubo fotomultiplicador, conduzindo a um aumento da corrente de

escuro e uma possível flutuação na saída. Quando a corrente de anodo é pulsada,

alcançando altos valores em pequenas frações de tempo, utilizam-se normalmente

capacitores entre os dinodos. A carga armazenada pelos capacitores deve ser

suficientemente grande de modo que os potenciais entre os dinodos não variem. A

capacitância requerida pode ser estimada com a equação que relaciona a tensão V e a carga

Q em uma capacitância C:

Q = C

V (2.11)

Sendo ∆V a máxima variação de tensão que pode ser tolerada no dinodo e ∆Q a

carga transferida neste dinodo, temos que a queda de tensão relativa é dada por

∆V / V = (1/C) (∆Q / V) (2.12)

Para se manter o ganho estável, ∆V / V deve permanecer menor que 0.01%, de

modo que

C > (∆Q / V) / (∆V / V ) ∴ C > (∆Q / ∆V )

10000 (2.13)

Os valores dos capacitores de desacoplamento C

e C

n-1

portanto podem estar

numa razão dada pelo fator δ, que é o ganho do estágio. Normalmente é utilizado nos

demais estágios, o mesmo valor de capacitância. Certos tubos incluem elementos de ajuste

da tensão de focalização entre o fotocatodo e o primeiro dinodo para melhorar a eficiência

de coleta dos elétrons e para minimizar o tempo de trânsito para sinais originados de

regiões diferentes da superfície do fotocatodo.

Diodos zeners costumam ser usados entre o catodo e o primeiro dinodo de forma a

manter constante a eficiência na entrada coletora indiferente da tensão de alimentação e do

ganho; e entre os dinodos dos primeiros estágios de modo a manter o ganho desses estágios

também constante [26]. Esta técnica é útil em aplicações onde o ganho não necessita ser

alto e as tensões nos primeiros estágios são mínimas. Uma outra posição onde se utilizam

diodos zener é nos últimos estágios do divisor onde a demanda de corrente é maior,

conforme ilustra a figura 2.7, para manter estabilizada a operação da PMT devido a

possíveis variações bruscas na passagem de corrente rumo ao anodo.

Figura 2.7 – Estabilização da tensão com diodos zener.

Em certas aplicações, a desvantagem em se utilizar diodo zener, está no fato que

ele:

1- Limita a liberdade do ajuste do ganho;

2- Necessita de corrente mínima de polarização;

3- Gera ruído;

4- O coeficiente de temperatura dos diodos zener é também um fator a ser levado

em consideração, já que a variação da tensão de zener com a temperatura pode

causar variações no ganho.

Quando os diodos zener são utilizados, cada um deles deve possuir um resistor em

paralelo com ele, de modo a proteger de uma alta tensão os estágios em que eles estão

conectados, no caso de falha do diodo. Da mesma forma, capacitores de cerâmica devem

ser colocados em paralelo com o diodo zener para absorverem possíveis ruídos, gerados

pelo próprio diodo.

2.5.2 Base Ativa

A base ativa utiliza transistores bipolares conectados entre dinodos consecutivos,

na configuração coletor comum, que permitem a passagem de uma corrente variável

enquanto mantém sua tensão coletor-emissor constante [26]. Com isso os dinodos são

mantidos com potenciais fixos. A figura 2.8 mostra o esquema típico de um divisor usado

para polarizar os 10 dinodos de um PMT e o balanço das correntes nos nós.

Figura 2.8 – Exemplo de base ativa usada para polarizar 10 dinodos de um PMT.

Quando o PMT é ativado, temos que o último transistor é atravessado por uma

corrente I

= I’

– I

– 1/2I

enquanto a tensão coletor-emissor permanece constante, fixada

pela rede resistiva. Os potenciais nos dinodos permanecem inalterados para quaisquer

valores de I

desde que I’

> I

. Cada transistor deve sustentar tensões interdinódicas da

ordem de centenas de Volts e os diodos devem proteger a junção base-emissor contra

tensões reversas.

2.5.3 A Base do PMT do Observatório Pierre Auger

A luz Cherenkov emitida pelas partículas no tanque d’agua é detectada por 3

PMTs, colocados no topo de cada tanque.

Com base em simulações com chuveiros atmosféricos [30], sabe-se que os sinais

típicos de interesse correspondem a um pico de corrente de fotocatodo em torno de 300nA,

com tempo de subida de 100ns e tempo de decaimento em torno de 500ns, para uma carga

total de 6 x 10

fotoelétrons [31]. Cada PMT fornece dois sinais de saída, um do anodo

(alto ganho) e o outro do amplificador conectado ao último dinodo (baixo ganho). A razão

entre as duas saídas é 32. Se a saída no anodo saturar, o sinal utilizado então, é o do último

dinodo, que é 32 vezes menor que o do anodo. O ganho operacional da PMT foi escolhido

para ser 2 x 10

, podendo chegar até 10

Devido ao baixo consumo, o conversor CC-CC, os divisores resistivos e o

amplificador do último dinodo estão todos montados juntos em uma mesma placa da base

do PMT.

Cada sinal é digitalizado, por meio de um conversor analógico digital tipo flash

(FADC) de 10 bits com uma taxa de amostragem de 40MHz [32]. A fig. 2.9 ilustra o

esquema da base do PMT [33].

Figura 2.9 – Esquema típico da Base de um PMT utilizado no Observatório Auger.

Devido à baixa taxa de contagem, que é em torno de 2kHz, principalmente vindos

de múons individuais, a média de corrente é muito baixa e o projeto da base conta somente

com resistores e capacitores.

2.5.4 A Base do PMT do Tanque Protótipo

Esta base tem alimentação ativa para os últimos dinodos para propiciar melhor

linearidade e duas saídas para o sinal: uma no anodo e outra no último dinodo, que pode ser

usada caso a anterior sofra saturação por excesso de intensidade de sinal e falta de corrente

de alimentação pela base. A figura 2.10 ilustra o esquema da base .

Figura 2.10 - Esquema da Base do PMT, utilizado no tanque protótipo.

2.6 A PMT utilizada no Tanque Protótipo

No detector de teste montado no Laboratório de Sistemas de Detecção, no CBPF,

o princípio de funcionamento [8] é o mesmo do detector de superfície utilizado no Projeto

Pierre Auger. Devido ao tamanho reduzido do tanque protótipo, é utilizada apenas 1 PMT,

o modelo 9791KB fabricado pela EMI [18], que atende às necessidades do projeto embora

este modelo não seja mais fabricado. A tabela 2.1 mostra algumas características do PMT

9791KB.

Tabela 2.1 – Características do PMT 9791KB.

No Projeto Auger, para selecionar o PMT mais apropriado a ser utilizado nos

detectores de superfície do Observatório Auger, foram feitos extensivos testes com PMTs

de três fabricantes diferentes: Electron Tubes Limited [18], Hamamatsu [1] e Photonics

[23]. Do resultado destes testes, foi selecionado o PMT da Photonics XP1805 [23], que

atende plenamente a todos os requisitos previamente estabelecidos.

2.7 A PMT e a Base para o Laboratório de Correlação Angular

O PMT utilizado para a detecção de radiação gama e em medidas de correlação

angular é o modelo 8850, fabricado pela Burle [17]. Este PMT é alimentado com alta

tensão negativa e tem suas principais aplicações na deteçcão de cintilação, radiometria e a

astronomia. A tabela 2.2 mostra algumas características do PMT 8850.

A base utilizada (fig.2.11) é passiva e composta de 12 estágios divisores de tensão,

possuindo ainda capacitores nos últimos estágios, de modo a manter estabilizada a operação

da PMT devido a possíveis variações bruscas na corrente de anodo e também um controle

externo da tensão de focalização. O consumo da base é de 2mA para uma tensão máxima

de –3000 Volts.

Tabela 2.2 – Características do PMT 8850.

-HV

shield

Sinal

0.01u

0.05u

0.02u

0.01u

500 40%

d12

d11

d10

100k

100K

10M

Figura 2.11 - Esquema da base do PMT 8850.

2.8 O PMT e a Base utilizada no Laboratório de Nanoscopia

O PMT que o laboratório possui é o 56AVP, fabricado pela Philips [16], cuja base

opera com tensão negativa de 0 a 3000V; é passiva e composta de 14 estágios, possuindo

ainda capacitores em todos os estágios. O diagrama esquemático é mostrado na figura

2.12.

Figura 2.12 - Esquema da base do PMT 56AVP .

2.9 Considerações de Projeto da Fonte de Alta Tensão

O ganho e o ruído dos PMT dependem dos valores da tensão de alimentação e dos

resistores da base. Pode-se otimizar esses valores com um experimento piloto, observando-

se o espectro de distribuição das amplitudes da saída do PMT tanto na ocorrência como na

ausência de eventos que se quer detectar, buscando assim a melhor relação sinal/ruído.

Capítulo 3

Fontes Chaveadas e Conversores CC-CC

Este capítulo apresenta uma visão geral sobre fontes chaveadas e conversores CC-

CC, detalhando os requisitos elétricos do circuito da fonte de alta tensão implementado, o

projeto do circuito e a escolha dos componentes eletrônicos.

3.1 Fontes Chaveadas

Fontes chaveadas são conversores de tensão ou corrente, alternada ou contínua

[36]. Os tipos de interesse para este trabalho são o Conversor CA–CC, que recebe energia

de uma fonte alternada e alimenta um retificador com filtro produzindo uma tensão

contínua; e o Conversor CC-CC que recebe uma alimentação contínua, seja de um

Conversor CA–CC ou de uma bateria, para alimentar um Inversor CC-CA cuja saída é

retificada e filtrada, podendo ou não ser estabilizada, fornecendo uma tensão ou corrente

contínua em outro nível.

Na década de 60, deu-se início ao desenvolvimento de fontes chaveadas para

aplicações militares e espaciais, na busca por mais alta eficiência e redução de peso,

tamanho e custo. Os transformadores, indutores e capacitores foram sendo reduzidos na

medida do aumento da freqüência de chaveamento. Hoje quase todos os sistemas

eletrônicos utilizam fontes chaveadas.

O projeto das fontes chaveadas é mais complexo do que o das fontes lineares,

exigindo maiores cuidados, especialmente na prevenção da interferência eletromagnética.

As fontes chaveadas são preferidas quando a compactação, a leveza e a eficiência são de

prima importância, mas seu desempenho em termos de regulação e ruído é inferior ao das

fontes lineares.

3.1.1 Funcionamento de uma Fonte Chaveada

O diagrama de blocos típico de uma fonte chaveada CA-CC é mostrado na figura

3.1 e consiste de quatro blocos básicos: Retificador de entrada e filtro, inversor de alta

freqüência, retificador de saída com filtro e circuito de controle [24,34]. Retirando o bloco

do retificador e filtro de entrada tem-se uma fonte chaveada CC-CC.

Figura 3.1 – Diagrama de blocos de uma fonte chaveada

Neste diagrama se considera a alimentação pela rede entrando em um retificador

com filtro para baixas frequências, cuja tensão contínua não regulada alimenta um bloco

inversor de alta freqüência (tipicamente 10 kHz a 1 MHz). O inversor utiliza transistores

(bipolares ou MOS) que comutam entre corte e saturação alimentando o enrolamento

primário de um transformador de alta freqüência. Os pulsos de tensão que resultam no

secundário do transformador são retificados e filtrados, de modo a fornecer a tensão

contínua desejada na saída.

O controle da saída é feito pela modulação da largura dos pulsos de comutação

dos transistores, ou PWM - (Pulse Width Modulation), definida pela relação entre o tempo

de condução dos transistores e o período total do ciclo de transformação. O circuito de

controle é constituído por um oscilador, que excita um Modulador de Largura de Pulsos

(PWM); um amplificador de erro; e uma tensão de referência precisa. O amplificador de

erro compara a tensão de saída do bloco retificador e filtro com a tensão de referência e

atua no modulador para compensar possíveis variações da alimentação e do circuito,

mantendo a tensão de saída constante.

Os componentes eletrônicos básicos neste tipo de circuito são o transformador, os

transistores, os retificadores com filtros para baixas e altas frequências, e o modulador

PWM ou outro tipo de regulador. Estes componentes são apresentados nos apêndices. Neste

trabalho se descreve o funcionamento e o projeto de uma fonte de alta tensão e cada um de

seus circuitos.

3.1.2 Comparação entre Fontes Lineares e Fontes Chaveadas

Fontes lineares e fontes chaveadas usam técnicas diferentes para produzir uma

tensão de saída regulada resultando em vantagens e desvantagens para uso em cada

aplicação.

As fontes lineares apresentam diversas características interessantes, tais como

simplicidade, baixa ondulação e excelente regulação da tensão de saída sobre a carga,

tempo de resposta rápido tanto para variações na carga quanto na linha e ainda baixa

emissão eletromagnética. Mas como elas empregam elementos de controle em série ou em

paralelo com a carga, para fazer a tensão ou a corrente nesta permanecer constante, somente

podem ser abaixadoras de tensão ou corrente, e portanto apresentam baixa eficiência, pois

o dispositivo linear mantém sobre si a diferença em tensão ou subtrai a corrente entre a

entrada e a saída. Se existir uma diferença significante de tensão e corrente na saída,

resulta numa grande perda de potência sobre o dispositivo linear o que implica o uso de

dissipadores de calor e aumento do volume e do custo do circuito.

A eficiência dos reguladores lineares está tipicamente em torno de 30% a 50%.

Dependendo da diferença entre a tensão de saída e a entrada do sistema, a eficiência pode

ser bem inferior a 30%.

Já as fontes chaveadas tem eficiência típica de 60% a 90%, especialmente quando

trabalham em alta freqüência. Além disso são menores do que seus equivalentes lineares

para a mesma potência de saída. Por exemplo, a 20 kHz proporciona uma redução de até 4

vezes no tamanho dos componentes, e até 8 vezes para 100 kHz. Na tabela 3.1 se apresenta

uma comparação quantitativa entre fontes lineares e chaveadas típicas [35].

Especificações Linear Chaveadas

Peso 8Kg/100W 2Kg/100W

Volume 7,5dm

/100W 1,5dm

/100W

Eficiência 30-50% 60-90%

Regulação na carga 0,02%-0,1% 0,1%-1,0%

Ondulação na saída 0,5mV –5mV RMS 10mV-100mV RMS

Tabela 3.1 - Comparação entre fontes lineares e chaveadas.

Neste trabalho se faz uso de fontes chaveadas voltadas para a construção de fontes

de alta tensão para a polarização de detectores de radiação, em particular para tubos

fotomultiplicadores. A literatura sobre o projeto e construção de fontes chaveadas para esta

e outras finalidades pode ser encontrada, entre outras, nas referências [36,37,38].

3.2 CONVERSORES CC-CC

Os conversores CC-CC contém inversores CC-CA, cujas saídas são retificadas e

reguladas para fornecer as saídas contínuas, ou CC, desejadas. Os conversores CC-CC são

empregados em fontes de alimentação para computadores, laptops, sistemas de energia para

espaçonaves, equipamentos voltados para telecomunicações e controle de motores baseados

em corrente contínua, entre outras aplicações.

O princípio básico da conversão CC-CC é mostrado na figura 3.2a. A chave S é

operada com um período de chaveamento

T = t

+ t

(3.1)

onde t

é o intervalo de tempo em que a chave permanece conduzindo (chave fechada) e t

o intervalo de tempo em que a chave permanece cortada (chave aberta). O ciclo de

trabalho, ou “Duty Cycle” (D) é definido como uma porcentagem do ciclo total de

chaveamento em que o dispositivo de chaveamento está na condição ligado

D = t

/ T (3.2)

(a) (b)

Figura 3.2 – Conversor CC-CC elementar (a) circuito (b) tensão de saída

Sendo S uma chave ideal no circuito da Figura 3.2 a, a tensão V

assume valores

ou 0, como mostra a figura 3.2(b). Em cada ciclo, o valor médio desta tensão ou valor

CC é definido pela integração de V

no período completo de chaveamento

(3.3)

Esta integração pode ser realizada por exemplo com uma capacitância associada

em paral

entrada

= P

saída

+ P

perdas

(3.4)

entrada

é a potência na entrada do conversor;

ersor.

eficiência [36] é definida em porcentagem:

Eficiência(%)=

elo com a resistência R, com uma constante de tempo de integração bem maior do

que o período do sinal, e bem menor do que o período da modulação. A eficiência típica

dos conversores CC-CC é de 75% até 95%, resultante do trabalho em modo chaveado com

pequenas perdas de potência nos dispositivos chaveadores, tanto nos estados permanentes

com a chave aberta (dispositivo cortado) ou fechada (dispositivo saturado), quanto nos

estados transitórios. Basicamente o fluxo de potência em um conversor é representado pela

equação:

saída

é a potência na saída do conversor;

perdas

, é a potência perdida dentro do conv

entrada

saída

x 100% (3.5)

Os conversores geralmente trabalham em freqüências maiores que a da rede,

permitindo assim a utilização de transformadores de dimensões, custo e peso bem menores

do que os

que é de

20kHz. A

nversor, se alguns cuidados não forem tomados. No

converso

mento e se indica

como red

)

, no qual o período

de chave

dos transformadores convencionais de mesma eficiência. Esta redução ocorre por

conta do uso nestes transformadores de materiais mais adequados para operação em altas

freqüências, por exemplo, com o uso de ferrites no núcleo para reduzir perdas.

Outra vantagem de se trabalhar em alta freqüência é a redução do ruído acústico

do conversor, adotando a freqüência de chaveamento acima da faixa audível,

fonte chaveada é fisicamente mais compacta do que as fontes lineares, porque os

principais responsáveis pelo tamanho do conversor são os componentes magnéticos e

capacitores, e quanto maior a freqüência de operação, menor o tamanho destes

componentes e portanto do conversor.

Porém, o aumento da freqüência de chaveamento a partir de um certo ponto pode

reduzir severamente a eficiência do co

r CC-CC, as perdas no chaveamento e na condução associadas aos

semicondutores, são parte importante da perda total do conversor. A perda de condução é

proporcional à resistência direta de condução (3.5.2.5) do semicondutor de chaveamento e a

perda de chaveamento é proporcional à freqüência de chaveamento e às capacitâncias

parasitas dos semicondutores e do transformador. Além disso, temos perdas de potência

nos componentes magnéticos proporcionais à freqüência de chaveamento e devidas ao

efeito pelicular (skin effect) nos fios condutores e correntes de Foucault nos núcleos [36].

Adicionalmente há perdas de potência associada aos componentes parasitas tais como a

indutância de dispersão, a capacitância entre o primário e o secundário do transformador, a

capacitância entre os enrolamentos do transformador, a capacitância de saída dos

semicondutores de chaveamento e a capacitância da junção dos diodos.

Ao longo deste capítulo se discute como lidar com as principais perdas de

potência nos componentes magnéticos e nos semicondutores de chavea

uzir estas perdas e melhorar o desempenho do conversor.

3.3 Modulação por Largura do Pulso (PWM

O circuito de controle dos dispositivos de chaveamento é um oscilador com

modulação de largura de pulsos PWM ( Pulse Width Modulation) [36]

amento T permanece constante e a largura do pulso t

(intervalo em que a chave

permanece conduzindo) varia resultando em um ciclo de trabalho t

/T variável de forma a

compensar variações da tensão de entrada e da carga, mantendo a tensão de saída estável.

largura v imentação da tensão de saída,

que é co

Uma forma de onda típica é mostrada na figura 3.3.

Nesta técnica de modulação, os pulsos de chaveamento do transformador tê

ariável dependente da tensão de saída, devido à real

mparada com uma tensão de referência gerando uma tensão de erro (V

). Em

seguida, essa tensão é comparada com um sinal em dente-de-serra para gerar pulsos V

largura proporcional à tensão de erro. Enquanto o nível do sinal do dente-de-serra for menor

do que a tensão do sinal de erro, a saída do comparador que controla o dispositivo de

chaveamento permanece em nível baixo, cortando o dispositivo de chaveamento. Quando o

sinal dente-de-serra atingir um nível igual ou maior do que a tensão de erro, a saída do

comparador vai para o nível alto, fazendo o dispositivo de chaveamento conduzir até o

reinício do ciclo. Quanto mais a tensão de saída se aproximar da tensão desejada, menor

será a tensão de erro e menor será a largura dos pulsos, até que as tensões comparadas sejam

iguais, não havendo mais pulsos neste momento.

Figura 3.3 – Forma de onda típica de saída do PWM

As figuras 3.4 e 3.5 mostram o diagrama de blocos de um circuito integrado PWM

típico e suas formas de onda respectivamente. A maioria dos controladores PWM operam

de maneiras similares.

Vref

SINAL DA

REALIMENTAÇÃO

COMPARADOR

AMP.ERRO

FLIP-FLOP

SAÍDA PARA OS

DRIVERS

DOS CHAVEADORES

OSCILADOR

Figura 3.4 - Diagrama de Blocos de um C.I. PWM.

Figura 3.5 – Formas de onda de um circuito integrado PWM

Se o ciclo de trabalho for ajustado adequadamente, a tensão de saída pode ser

mantida constante tanto para variação na tensão de entrada da fonte como na carga.

Quando aumentamos a carga, o controle tende a aumentar o ciclo de trabalho de forma a

manter a tensão de saída constante. O ciclo de trabalho varia quando muda o tempo em que

o dispositivo de chaveamento está ligado, e de forma complementar, o tempo em que o

dispositivo está desligado uma vez que T = T

ligado

desligado

onde T é o período de um

ciclo completo e sempre constante. A figura 3.6 ilustra a saída do PWM para diferentes

ciclos de trabalho.

Figura 3.6 – Saída do PWM para 20%,50% e 80% de duty cycle .

Como a freqüência de chaveamento do projeto é fixa, o espectro de ruído é

relativamente estreito, o que permite o uso de filtros sintonizados de modo a reduzir a

tensão de ondulação na saída da fonte. As grandes vantagens de se utilizar a técnica PWM

são a alta estabilidade da tensão de saída para rápidas mudanças na carga ou na tensão de

entrada e a utilização da menor energia possível no chaveamento.

3.3.1 O Método De Controle

A saída da tensão de uma fonte chaveada é mantida constante com a ajuda de um

circuito fechado de controle de variável de saída, tensão ou corrente, para a qual se quer

boa estabilidade e resposta a transientes.

existem dois métodos de controle de uma fonte regulada:

modo de tensão e modo de corrente [39]. Nestes dois métodos, a tensão ou a corrente de

saída é amostr a e re tensão é o método

mais usual de regulação e será o utilizado no projeto.

figura 3.7 mostra o diagrama de blocos que descreve o sistema de controle de

osto por um circuito amostrador ou sensor, um

modulador PW

de tensão de saída V

com a tensão de referência

ref

para variar o cic

De um modo geral,

ad alimentada para permanecer constante. O modo de

No controle da tensão, uma tensão de erro é formada pela diferença entre uma

fração da tensão de saída e uma tensão de referência. Essa tensão de erro então aciona um

modulador PWM tal como descrito na seção anterior, que converte a tensão de erro em uma

forma de onda modulada em largura de pulso que determina o ciclo de trabalho de

acionamento dos transistores de chaveamento.

tensão de saída para o conversor,

comp

M e um circuito de potência. O sensor ou amostrador da tensão de saída V

adapta a tensão de saída ao nível de tensão V

adequado ao circuito de controle ou

modulador PWM. Este compara a amostra

lo de trabalho D do estágio de potência e filtro, que recebe a tensão de

alimentação V

Figura 3.7 – Diagrama de blocos da malha de controle.

Ganho do modulador PWM

D = A

= A

= B

(3.8)

Ganho do estágio de potência

. .

(3.6)

( V

ref

- V

) (3.7)

Ganho do sensor de saída

= A

ref

/ ( 1 + A

B ) , (3.10)

onde A = A

(3.11)

Se o ganho de malha aberta do sistema for muito alto, ou seja A

B >> 1, então a

saída se torna independente da entrada, ou seja da tensão de alim

parâmetros de ganho do sistema: A

, A

e D, dependendo apenas da tensão de referência

ref

e do fator de amostragem B:

= V

ref

/ B 12)

cterizado por

s semicondutores de potência.

de opologias disponíveis, cada uma tendo suas

características próprias, das quais as mais importantes são as seguintes [39]:

versa aparece sobre os semicondutores de potência;

• Se opera no modo contínuo

é definido como aquele em que a corrente no indutor não vai a

zero ante

de fontes chaveadas, isoladas ou não, encontram-se

descritas no apêndice 1 e também nas referências [39,40].

Seguindo o tratamento matemático clássico para sistemas lineares realimentados

[36,42,61], válido para valores médios das variáveis consideradas temos que:

= A

D . V

= A

( V

ref

- V

) = A

( V

ref

- B

) (3.9)

Logo V

entação V

, e dos

(3.

3.4 A Topologia

O projeto de fontes chaveadas se inicia na escolha do circuito, cara

sua TOPOLOGIA, que consiste em um arranjo de transformadores, indutores, capacitores e

Existe uma grande variedade t

• Se a topologia é eletricamente isolada da entrada para a saída;

• Qual o pico de corrente que flui através dos semicondutores de potência;

• Se pode ter múltiplas saídas;

• Quanto de tensão re

ou descontínuo.

O modo contínuo

s que o dispositivo de chaveamento seja religado, ao contrário, tem-se o modo

descontínuo.

As principais topologias

no capítulo 1.

N t ca inverte de

polaridade o ra

um dado n l ração magnética. Além de ser volumoso, esse

conversor e tem

como prin a e alta potência (na faixa de

500W à 1500W), a alta capacidade de corrente e o baixa ondulação de saída. Ele tem como

desvanta

e utilizado para isto em sistemas de telecomunicações e equipamentos de

laboratór

transistores adicionais

características próprias de operação [36]:

veamento

dos trans

cia, tendem a se dissipar sobre os transistores de

chaveamento sob a forma de picos de tensão, o que pode levá-los a destruição. Para

Na escolha da topologia do conversor CC-CC a ser utilizado no projeto, analizou-

se cada uma delas quanto ao atendimento às especificações do projeto, dadas

a opologia Flyback, o fluxo magnético do transformador nun

e c mo resultado o núcleo do transformador necessita de uma seção grande pa

íve de potência, para evitar a satu

apr senta um alto nível de ondulação na saída. A topologia Half-Bridge

cip is características, o seu uso em aplicações d

gens o custo e a complexidade do circuito. A topologia Full-Bridge utiliza 4

transistores e é muito utilizada em aplicações em que se precisa obter potências muito altas

sendo bastant

io. As desvantagens deste circuito são o volume requerido pelos quatro

transistores, a complexidade do circuito e o custo dos dois

Para a realização da conversão dos 12V de uma bateria em 1200V a 2000V para a

válvula fotomultiplicadora, optou-se pela topologia PUSH-PULL devido às seguintes

a) O conversor PUSH-PULL é adequado para aplicações de baixas e médias

potências na saída e baixas tensões de entrada, por submeter o dispositivo chaveador a

tensões duas vezes maiores que a tensão de entrada.

b) No conversor PUSH-PULL, o primário do transformador possui 2

enrolamentos que possibilitam que o núcleo seja excitado bidirecionalmente o que evita a

saturação do mesmo. A excitação bidirecional do núcleo oferece também a vantagem de se

poder utilizar multiplicadores de tensão no secundário do transformador, assim o número

de espiras dos enrolamentos secundários é reduzido e conseqüentemente as dimensões do

transformador se reduzem.

c) Outra vantagem em reduzir o número de espiras dos enrolamentos é a redução

das indutâncias de dispersão associadas aos enrolamentos, que prejudicam o cha

istores. A indutância de dispersão aumenta as perdas de energia, pois as energias

armazenadas por essas indutâncias, normalmente são excessivas e não são utilizadas na

transformação de tensão. Como conseqüên

absorver

sões necessárias para a operação de um sistema.

os transistores de chaveamento, que previna que eles conduzam

simultane

3.4.1 C

e filtros mais

compacto ída. O enrolamento

primário ado diretamente na saída dos transistores

chaveadore

A r enroladas no mesmo

sentido ma

transformador seja controlado em ambas as polaridades tornando a utilização do núcleo

mais eficiente do que um conversor com um único dispositivo de chaveamento.

esta energia e evitar que os picos de tensão reversa possam causar a destruição dos

transistores, são necessários circuitos de proteção (snubbers) aos transistores de

chaveamento.

d) A frequência de ondulação na saída é o dobro da freqüência de operação do

controlador PWM que excita os dois transistores. Isto significa poder utilizar um filtro de

menor valor na saída.

e) Este conversor pode gerar múltiplas saídas de tensão, podendo elas serem

positivas ou negativas. Isto permite à fonte de alimentação operar com uma simples

bateria, gerando todas as ten

Outras vantagens apresentadas pelo conversor Push-Pull são:

• Melhor dissipação de calor;

• Utilização de componentes de baixo custo;

• Maior flexibilidade no desenho do circuito (lay-out);

• Melhor distribuição dos dispositivos chaveadores e dos elementos

magnéticos.

Uma desvantagem dos conversores Push-Pull é que eles requerem um controle de

acionamento d

amente, já que isto acarreta a saturação do núcleo do transformador e o curto

circuito da fonte de alimentação.

onversor Push-Pull

Este tipo de conversor é um arranjo de 2 conversores Forward, trabalhando em

modo complementar, permitindo o projeto e a utilização de transformadores

s ao mesmo tempo em que produz uma baixa ondulação de sa

do transformador está conect

s duas metades do primário do transformador devem se

s com correntes que circulam em direções opostas, fazendo com que o fluxo no

é mostrado na figura 3.8 em que os dispositivos

haveadores são transistores MOSFETS. O transformador está conectado entre os drenos

nter tape) está conectada à fonte V

. O circuito do

acionado

r a condução simultânea dos transistores, evitando a saturação do

transform

(3.13)

ntrada

V = V 2 N /N (t / T) (3.15)

O conversor Push-Pull normalmente funciona em aplicações em que se dispõem

de baixas tensões de entrada como 12V, 24V ou 48 Volts. Com esses níveis de tensão, é

mais fácil evitar a saturação do transformador.

Um conversor Push-Pull

dos transistores e a tomada central (ce

r Push-Pull deve produzir os sinais defasados 180°, de modo que Q

e Q

nunca

estão ligados ao mesmo tempo. Neste conversor, os transistores Q

e Q

ficam ligados

durante um intervalo de no máximo 50% do período de chaveamento, porém o mais

indicado é que haja um intervalo de tempo onde ambos os transistores fiquem desligados de

modo a evita

ador e o curto circuito na fonte de alimentação. A expressão do ganho estático do

conversor Push-Pull não ressonante é dado por [36]:

out

/ V

= 2

/ T)

onde

= relação de espiras do transformador de alta freqüência.

= tensão CC de alimentação de e

D = (t

/ T) = ciclo de operação (3.14)

A tensão de saída é dada por [29]:

out in

. .

2 1

Figura 3.8 – Conversor Push-Pull com dobrador de tensão.

Etapa 1:

Quand ra 3 a), Q

na igura .9 a) e

e uma corrente no sentido horário circula na metade inferior do enrolamento primário,

induzindo uma corrente no enrolamento secundário de modo que D

conduz e D

reversam lariza

a capacitân

carreg

corrente da fonte de alimentação limitada pela sua resistência interna associada em série às

resistências do transformador e de condução do transistor. D1 conduzindo, o transformador

reflete a capacitância C

carregada, equivalente a um curto circuito. D1 cortado é refletido

um circuito aberto. Por isso a forma de corrente pulsada no primário e o correspondente

degrau em rampa de tensão. A cada ciclo a tensão no capacitor aumenta aumentando a

corrente na carga, e reduzindo a taxa de crescimento da tensão V

c1.

A figura 3.9(a) apresenta

a configuração do conversor nesta primeira etapa, a figura 3.9(b) o circuito equivalente

desta primeira etapa, a fig.3.9(c) a forma de onda da tensão de saída no regime transitório e

a fig.3.9(d) a forma de onda da tensão de saída no regime permanente. As forma de onda

e tensão nos enrolamentos do primário e do secundário do transformador desde o estado

até o estado permanente são mostrados na seção 3.4.3.

o Q

está conduzindo (S

na figu .9

(S f 3 stá cortado

ente po do, não conduz. Através de D cia C é ada com a

transitório

Na fase final de carregamento do capacitor, quando V

assume seu valor máximo,

a corrente média na carga se torna igual à corrente média do diodo. Quando o diodo D

fica

reversamente polarizado, o capacitor C

descarrega-se através da resistência de carga RL.

A descarga continuará pelo restante do ciclo até que a tensão induzida no secundário volte a

exceder o valor da tensão no capacitor C

e o processo se repetirá, gerando uma tensão de

ondulação superposta ao valor médio estabelecido pelo controle realimentado.

Figura 3.9(a) – Conversor etapa1

Vin

TX1

Ron

C1//C2

Figura 3.9(b) - O circuito equivalente

= Resistência interna da fonte de alimentação

= Indutância de dispersão

= Resistência de condução do transistor

= Resistência do enrolamento secundário

= Resistência do diodo

= Resistência de carga

Figura 3.9 (c) Tensão de saída V

out

= V

+ V

no regime transitório e tensão no secundário do

transformador VL

sec

Figura 3.9 (d) Tensão de saída V

out

= V

+ V

tensão no secundário do transformador VL

sec

Etapa 2:

O transistor Q

passa para o mesmo estado de Q

, ou seja, bloqueado e como

não teremos corrente no primário, também não teremos tensão no secundário do

transformador e os diodos D

e D

estarão cortados. A energia do filtro é entregue a carga

iniciando-se o processo de descarga dos capacitores C

e C

. A figura 3.10(a) apresenta a

configuração do conversor nesta segunda etapa e a figura 3.10(b) o circuito equivalente.

(a)

(b)

Figura 3.10: (a) configuração do conversor segunda etapa;(b) o cir uito equivalente.

Etapa 3:

Durante esta etapa, Q

estará cortado e Q

conduzirá uma corrente no sentido anti-

horário. D

estará reversamente

polarizado e o diodo D

conduzirá a corrente, carregando o

capacitor C

com a tensão máxima V

c2 e

enquanto que C

se descarrega pela carga RL. A

figura 3.11(a) apresenta a configuração do conversor nesta terceira etapa, a figura 3.11(b) o

circuito equivalente e a figura 3.11(c) a forma de onda da tensão no capacitor C

, nos

300us iniciais.

Figura 3.11 (a) Configuração do conversor terceira etapa

Vin

TX1

Ron

C1//C2

Figura 3.11 (b) O circuito equivalente terceira etapa

Figura 3.11(c) Tensão no capacitor Vc

e tensão no secundário do transformador

Etapa 4:

e a figura 3.12(b) mostra a forma de onda da tensão no

capacitor C

e da tensão de saída V

out

. O circuito equivalente é o mesmo da etapa 2.

A quarta etapa é identica à segunda, com os 2 capacitores C

e C

descarregando pela carga. Esta etapa se encerra quando Q

receber ordem para conduzir,

iniciando então novamente a primeira etapa. A figura 3.12(a) apresenta a configuração do

conversor nesta quarta etapa

Figura 3.12 (a): Conversor quarta etapa

Figura 3.12(b) Tensões Vc

e V

out.

Observações:

1) A tensão de saída será a soma das tensões V

e V

como a saída de um

retificador de onda completa filtrada cuja capacitância total corresponde à associação em

série de C1 com C2, e cujo valor é menor que os valores individuais de C

ou C

2) Na

ante o

de corte do diodo D

, as tensões nos capacitores podem ser expressas pelas

quações (3.16 e 3.17):

(3.18)

Onde C

é a capacitância total do filtro, C

em série com C

4) Para manter a tensão de saída, sem que esta diminua significativamente durante

a descarga dos capacitores, escolhemos o valor destes, de modo que a constante de tempo

RC seja muito maior do que o intervalo de tempo de descarga.

etapa 1, durante o intervalo de corte do diodo D

, e na etapa 3, dur

intervalo

= V

MÁX

-t/RL.C1

(3.16)

= V

MÁX

-t/RL.C2

(3.17)

3) Nas etapas 2 e 4, em que ambos os diodos estão cortados, a tensão de saída

pode ser expressa como:

= (V

C1 +

)

-t/RL.C

3.4.2 O Conversor Push-Pull com Dobrador e Filtro Extra

Um filtro extra na saída do dobrador se fez necessário, já que em testes de

bancada constatamos uma piora na ondulação quando a tensão de entrada esteve bem acima

da tensão nominal. Neste instante, a largura do pulso que excita o conversor é bem estreita,

se refletindo na saída como uma filtragem não muito eficiente. Por outro lado, a tensão de

ondulação diminuiu quando mais corrente foi solicitada pela fonte e quando a tensão de

alimentação decresceu do seu valor nominal. Conectamos então um filtro RC conforme

mostrado na figura 3.13 que atenua ainda mais as componentes CA. Optamos por este

filtro, já que quando testamos a fonte com várias cargas diferentes na bancada, ele se

mostrou eficiente atendendo plenamente as especificações do projeto em relação a

ondulação de saída. Este circuito permite assim um reduzido número de espiras no

secundário, uma baixa ondulação na carga e uma baixa queda na tensão de saída.

Figura 3.13 - Conversor Push-Pull a ser implementado.

A utilização deste filtro implica que sempre existirá uma tensão sobre o resistor

que reduzirá o valor CC da for da f rada, omprometend a reg ação

fonte. Além disso, ha tor u a potência que será erdida e diss

forma de

tilizar o filtro ofuscam as desvantagens em vários casos.

Descartamos C, já que para se manter constante a ten

saída, um a e a dimensão física

deste com

ma de on ilt c o ul desejada da

verá sobre o resis m p ipada sob a

calor; se a resistência de carga mudar, a tensão na carga mudará também. Ainda

assim as vantagens de se u

a utilização do filtro L são de

a considerável indutância será necessária no indutor de saíd

ponente é geralmente grande e com bastantes espiras. O dimensionamento do

dobrador e do filtro são tratados ao longo deste capítulo.

3.4.3 Resultados de Simulação

Os resultados e as formas de onda de maior relevância são aqui apresentados por

meio de simulações digitais utilizando o software PSpice, que visam comprovar o

funcionamento adequado da estrutura de potência com dobrador e o filtro RC extra. O

circuito empregado na simulação é mostrado na figura 3.14, e foi simplificado em alguns

aspectos. Quanto ao transformador adotou-se o modelo linear (não ocorre saturação).

Quanto ao transistor e diodos semicondutores, usou-se modelos de fabricante para PSpice.

Figura 3.14 – Esquema elétrico do circuito empregado na simulação.

A figura 3.15 apresenta a forma de onda de tensão nos enrolamentos do primário e

do secundário do transformador desde o estado transitório até o estado permanente.

Secundário

Primário

Figura 3.15 - Tensão nos enrolamentos primário e secundário do transformador.

Nas figuras 3.16(a), 3.16(b) e 3.16(c) podem ser observadas, respectivamente, as

formas de ondas transitórias da corrente no primário e secundário do transformador. Nota-

se que, no estado inicial, o transformador dá um pico máximo de corrente pois ele

“enxerga” a mínima reatância dos capacitores de saída. Ao atingir o estado permanente, a

corrente se estabiliza.

Figura 3.16 (a)

(b)

( c )

Figura 3.16- (a) Correntes no enrolamento primário, (b) no enrolamento secundário

em regime permanente e (c) queda da corrente no capacitor C1 do dobrador.

Na fig.3.17(a) vemos o crescimento da tensão em cada capacitor do dobrador de

tensão e na saída do dobrador, desde o regim io até o estado permanente. Na

fig.3.17(b) observamos a queda da corrente no capacitor de saída C3 e o crescimento e

estabilização da corrente na carga até atingir o estado permanente.

e transitór

Figura 3.17(a)- Tensão nos capacitores do dobrador.

Figura 3.17(b) - Formas de onda da corrente no capacitor e na carga.

a fig.3.18(a) são mostradas as tensões antes e após o filtro R

desde o

transitório até o reg

atinge o regim manente em aproximadamente 10ms. Na figura 3.18(b) são mostradas

as de onda da tensão e da corrente na carga.

1 ou

=Vc

+ Vc

ime permanente. Observa-se que na carga o transitório é suavizado e

e per

as form

(a) Forma de onda na saída do dobrador e na carga.

(b) Forma d

e onda da tensão e corrente na carga.

Figura 3.18 - (a) Tensões antes e depois do filtro RC. (b) Forma de onda da tensão e da corrente na carga.

(b), no regime permanente.

Recolocamos o filtro R

no circuito e simulamos a ondulação da tensão, para

variadas larguras de pulso. Os resultados se encontraram dentro dos limites definidos pelas

especificações de projeto, mostrando a eficácia do filtro, conforme a tabela 3.2 e as figuras

3.20(a) e 3.20(b).

Nas simulações das ondulações de tensão na carga, foram feitas primeiramente as

medidas sem o filtro R

Colocamos a largura do pulso de condução em 10us e 40us. Os

resultados podem ser vistos nas figuras 3.19(a) e 3.19

(a) Tensão de ondulação = 1.5Vpp

(b)

Figura 3.19 - Tensões de ondulação sem filtro RC para : (a) largura de pulso de 10us: 1.5V

e (b) largura

de pulso de 40us: 350 mV

(a)

(b)

Figura 3.20 - Tensões de ondulação com filtro RC para : (a) largura de pulso de 10us: 8mV

us: 1 mV

1 3.

Largura do

Pulso (us)

Ripple

(mV

)

(b) largura de pulso de 40

Tabela 3.2: Medidas da ondulação

na carga com filtro R

10 11

20 9

25 6

35 3

40 1

Nas figuras 3.21(a) são apresentadas as formas da ondulação de corrente

para largura de pulso de 10us e 40us respectivamente.

e 3.21(b)

(a)

(b)

Figura 3.21 – Ondulações de de: (a)10us= 15nA e ( b) 40us= 1,5nA.

3.5 Os Semicondutores de Chaveamento

A escolha da tecnologia do semicondutor a ser usada para o chaveamento é

influenciada por diversos fatores, como por exemplo: o custo, a dimensão, a freqüência de

corrente para largura de pulso

operação,

conta durante a fase de projeto, de

rma que seja possível escolher aquela que está mais adequada à aplicação desejada.

nte, um componente semicondutor na função de chave, deve ter as

seguintes características:

• Ter a capacidade de suportar elevadas tensões de bloqueio, possuindo, ao

mesmo tempo, correntes de fuga desprezíveis.

• Suportar correntes elevadas sem ter nenhuma queda de tensão quando o

dispositivo estiver ligado (chave fechada);

• Ser capaz de fazer a comutação entre o estado de corte e de condução

instantâneamente quando solicitado;

• Solicitar a mínima potência da fonte de controle para o seu acionamento.

e está fechada, ela apresenta uma resistência R sobre seus terminais,

resultando em uma potência dissipada geralmente pequena, e dada por RI

. Mas as maiores

perdas nas fontes chaveadas ocorrem na transição da chave ligada para desligada, sendo

geralmente o fator limitador do eficiência da fonte de alimentação. Essas perdas são

constantes para cada transição e são proporcionais à freqüência de chaveamento.

Em um conversor Push-Pull, as chaves requeridas devem ser capazes de abrir e

fechar ao comando de um sinal chaveador de modo a evitar a condução simultânea e a

conseqüente queima dos dispositivos devido ao curto circuito que ocorre com a fonte

devido à saturação do núcleo do transformador. Para esta aplicação existem três principais

semicondutores de potência que podem ser escolhidos e que são comumente utilizados em

fontes chaveadas [36]:

• Transistores Bipolares de Junção de Potência (TBJP)

ransistores MOSFETs

•

Os TBJP foram os primeiros dispositivos a serem utilizados como chaveadores

e pnp, sendo que os npn

apresentam valores nominais de tensão e corrente elevados. São dispositivos controlados

por corrente, sendo que o circu

os picos de tensão e corrente e a potência que vai ser dissipada. Cada tecnologia

tem uma peculiaridade própria que deve ser levada em

Idealme

Quando a chav

• T

Transistores tipo IGBT

em fontes chaveadas e são encontrados em duas versões, npn

ito acionador (driver) precisa fornecer a corrente da base dos

transistores para mantê-los em estado ligado, por isso, as perdas associadas são

nente

reduz, pe

sitivo. Essas limitações aumentam a complexidade e custo do

projeto.

Comp freqüências de chaveamento

bem men es,

potência têm s tivos MOSFETs e IGBTs.

Effect Transis r tensão e utilizado na maioria das

aplicaçõe e f de

acionamento, a sua capacidade de operar com altas freqüências de chaveamento, baixas

tensões

rística do

transistor

enas perdas em condução dos TBJP. São utilizados em aplicações

que envolvam

levadas potências (1-

1000W), tas s) de trabalho e baixas perdas de condução. São

mais lent qu mais rápidos do que os transistores bipolares. Além

de fontes

consideráveis. Um outro problema do TBJP é que ele apresenta coeficiente de temperatura

negativo. Isto pode levar a um descontrole térmico, onde a temperatura do dispositivo

aumenta (pode ser devido à corrente na carga) e com isso a resistência do compo

rmitindo fluir mais corrente , aumentando assim ainda mais a temperatura até

levar a ruptura do dispo

arados com o MOSFET, os TBJP operam com

or e apresentam menores perdas de condução. Os transistores bipolares de

ido substituído nos últimos anos por disposi

MOSFET que é uma abreviatura do inglês Metal Oxide Semiconductor Field

tor, é um dispositivo controlado po

s d ontes chaveadas devido a diversos fatores como por exemplo a facilidade

e baixas temperaturas. Possuem 4 terminais: Porta (Gate), Dreno (Drain), Fonte

(Source) e Substrato (Body) [36].

O IGBT é a abreviação de Insulated Gate Bipolar Transistor (Transistor Bipolar

de Porta Isolada) e este dispositivo veio em parte para suprir as limitações tanto do

Transistor Bipolar como do MOSFET. Possui elevada corrente de coletor (caracte

) e controle por tensão aplicada entre a porta e a fonte (característica do transistor

MOSFET). Pode ser considerado como um transistor Darlington com um MOSFET como

excitador e um transistor bipolar como saída de potência.

Os IGBT apresentam fatores que caracterizam bem os MOSFET e os Transistores

Bipolares de Junção: a facilidade de controle é similar a dos MOSFET e a impedância de

saída reduzida e as pequ

elevados níveis de tensão V

(500 a 1700V), e

al temperaturas (>100 grau

os e os MOSFETs, contudo

chaveadas, o IGBT é também utilizado em aplicações de freqüência mais baixa

(<20kHz) como em controle de motores, máquinas de solda e sistemas de iluminação.

m consideração. Primeiramente os limites de tensão e de corrente, os MOSFET

trabalham

bateria. Já em freqüências mais

baixas,

• Comportam-se como chaves ideais;

• Custo reduzido;

3.5.1 A Seleção dos Transistores

Os mais populares dispositivos de potência hoje são os transistores bipolares de

junção - TBJP, os transistores unipolares de metal-óxido-semicondutor - MOSFET e os

transistores bipolares de porta isolada - IGBT [36,38].

Para a escolha do dispositivo a ser usado no projeto, alguns critérios devem ser

levados e

em uma faixa mais reduzida de tensão e corrente, tipicamente entre 100V/200A e

1000 V / 20 A enquanto que os TBJP e IGBT atingem potências mais elevadas, até 1200 V

/ 500 A.

Os IGBT tem substituído os TBJP em muitas aplicações, pois este último

apresenta maiores perdas de comutação, menor capacidade de corrente e o seu acionamento

é mais complexo. Em baixas temperaturas, as perdas de condução dos IGBT são maiores

do que dos MOSFET, sendo estes mais eficientes em muitas aplicações. Porém, o

MOSFET em estado de condução se comporta como uma resistência, complicando seu uso

para correntes elevadas.

O chaveamento dos MOSFET é mais rápido que o dos TBP porque aqueles não

estocam portadores minoritários como estes. Os tempos de subida e descida da corrente de

dreno são menores que os da corrente de coletor dos TBJP equivalentes, resultando em

menos perdas de chaveamento.

MOSFET são utilizados em aplicações em alta freqüência (acima de 20kHz),

como por exemplo em fontes chaveadas e carregadores de

quaisquer dos 3 componentes podem responder satisfatoriamente, mas

preferencialmente usam-se IGBTs.

Dentre os 3 dispositivos, optou-se por utilizar MOSFET para chavear o

transformador devido aos motivos citados abaixo:

• As correntes do protótipo a ser implementado são baixas;

• Será utilizado em baixa tensão (11-14V)

• Rapidez da comutação;

• Sua polarização consome pouca energia, já que funcionam por tensão;

de condução Rds(on) [44,45,46]. A velocidade de chaveamento e as perdas no

dispositiv

• Grande diversidade no mercado;

• Devido a sua popularidade, uma larga faixa de C.I’s foi desenvolvida já

preparada para ser conectada diretamente aos MOSFETs, otimizada para as

necessidades do chaveamento.

3.5.2 A Escolha do Transistor MOS

A escolha do transistor MOS se baseia em alguns parâmetros aqui apresentados:

as características de saída, as capacitâncias parasitas, a capacitância da porta (gate) e a

resistência

o devem atender aos requisitos do projeto.

3.5.2.1 Regiões de Operação

Figura 3.22 - Curvas Características do MOSFET canal n.

Existem 3 regiões de operação: região ôhmica ou linear, região ativa ou de

saturação e região de corte, conforme mostra a figura 3.22 as curvas características de um

transist MO

• Região Ôhmica: Para tensão de porta acima do valor da tensão de limiar e

tensão de dreno com valor pequeno, o transistor está na região linear ou

e dreno. É uma região onde a resistência

pende da tensão V

mas não de V

or SFET canal tipo n [45].

também chamado de região triodo. Nesta região, a corrente é diretamente

proporcional às tensões de porta e d

de condução de

• o de dreno, V

, passa de um certo valor, a

corrente I

, fica aproximadamente constante. Esta região é chamada de

nsão de limiar de condução ( V

GS(th)

)

do MOSFET. A corrente que flui entre dreno e fonte é nula ou muito

I = 0 se V

≥ V

Nas fontes chaveadas, para as perdas serem minimizadas, reduz-se ao mínimo o

tempo de passagem na região ôhmica de operação do MOSFET, na transição entre o corte e

a saturação.

3.5.2.2 Características da Capacitância

Para aproveitar a velocidade de comutação dos MOSFETs e diminuir as perdas no

chavea e entrada o mais rápido

possível. Por isso o dimensionamento dos circuitos de acionamento em função das

capacitân

I = Kp

-V

)

se V

≥ V

e (V

-V

) ≥ V

(3.19)

Região Ativa: Quando a tensã

região de saturação:

I = Kp

-V

)

se V

≥ V

e V

≥ (V

-V

) (3.20)

• Região de Corte: É chamada de região de corte, porque a tensão de gate

para fonte (V

) é menor do que a te

pequena:

mento, é preciso carregar e descarregar suas capacitâncias d

cias de porta são muito importantes. Um modelo simplificado de MOSFET [45],

com seus três tipos de capacitâncias pode ser visto na figura 3.23.

Figura 3.23 - Modelo do MOSFET.

o modelo da fig. 3.23 temos que:

OSS

(3.22)

e característica não linear, variando com a tensão V

;

= Capacitân valor de capacitância e

é muito

ISS

(1 + Av) = Capacitância de entrada aumentada pelo efeito

Miller

(3.23)

OSS

= C

//(C

) = Capacitância de saída (3.24)

que possuam as menores capacitâncias de porta (C

iss

), já que os que possuem

aiores capacitâncias chegam a drenar miliamperes para cada transição elevando

bruscamente as perdas. A corrente de acionamento necessária é dada por:

(3.25)

nseqüentemente baixas

perdas. A maioria dos fabricantes de MOSFETs inclui esse parâmetro em suas

especificações técnicas. A informação sobre a carga na porta pode ser obtida diretamente

na sua curva característica, ou nas seções que tratam das características elétricas das

capacitâncias do dispositivo. Os seguintes tipos de carga são mencionados nos manuais:

• Carga total da Porta Q

: é a quantidade de carga durante o período t

~ t

ISS

= C

(3.21)

de,

= C

rss

= Capacitância entre dreno e porta; possui pequeno valor de

capacitância

cia entre porta e fonte; possui elevado

característica constante (a variação da capacitância com V

pequena não excedendo a 10%);

Capacitância entre dreno e fonte; possui valores médios de capacitância e

característica não linear;

+ C

As capacitâncias operacionais do transistor (C

iss

, C

oss

e C

rss

), vistas no modelo

acima são especificadas nos manuais dos MOSFETs. No projeto deve ser dada preferência

a MOSFETs

I = C dV / dt

3.5.2.3 Carga de Porta - Q

Esse parâmetro associado às capacitâncias da porta, define a quantidade de carga

necessária para chavear o MOSFET e está relacionado com a velocidade do chaveamento,

ou seja, se Q

é pequeno resulta em um rápido chaveamento e co

• Q

: é a quantidade de carga durante o período

•

A figura 3.24

dreno e f

do MOSFET se

divididas em 4 in

Carga entre a Porta e a Fonte

~ t

Carga entre a Porta e o Dreno Q

: é a quantidade de carga durante o período

~ t

mostra os gráficos das tensões V

(entre porta e fonte), V

(entre

onte) e as correntes I

( corrente de porta) e I

(corrente de dreno) para a condição

ndo comutado do estado de corte para o estado de condução. Elas estão

tervalos [45].

3.24 - Gráfico de V

(t), i

(t), V

(t), i

(t)

potência V

é perdida neste período.

Figura

De acordo com o gráfico, a entrada em condução ocorre da seguinte maneira:

Quando a tensão V

atinge a tensão de limiar V

(tensão de threshold), a corrente de dreno

começa a fluir. Durante o período entre t

e t

, o MOSFET está cortado (I

= 0 e V

). Quando V

excede V

, a corrente de dreno começa a fluir ( C

e C

se carregam).

No período entre t

e t

, C

continua se carregando, a tensão de porta V

continua

a crescer e a corrente de dreno cresce proporcionalmente, porém o MOSFET está

conduzindo na chamada região de saturação. A tensão V

permanece próxima a V

. A

corrente de dreno atinge seu valor máximo e permanece constante. O transistor passa para

a reg mic

corrente de po pode flui através de C

começando a carregá-la até o período t

. A

partir daí ambas as capacitâncias voltam a se carregar, a tensão de porta (V

) volta a

crescer a

a-se

ds(on)

= I

ds(on)

(3.26)

e o transiente para a condução está terminado.

as fontes chaveadas, as perdas são minimizadas reduzindo-se o tempo de

permanência na região ôhmica entre os dois estados corte e saturação.

Normalmente aplica-se para condução uma tensão de porta V

maior do que a

mínima requerida, portanto a carga na porta utilizada para cálculos, corresponde à do

período t

. A vantagem de se usar a carga da porta é que o projetista pode facilmente

calcular a quantidade de corrente requerida do circuito excitador para chavear o dispositivo

para a condução em uma desejada duração de tempo utilizando a seguinte equação [46]:

= t

(3.27)

onde

= carga total na porta

= corrente requerida na porta

t = tempo para o chaveamento (período t

à t

)

O tempo de subida (rise time) e o tempo de descida (fall time) exprimem a melhor

represent

3.5.2.4

temperatura. Portanto, as características de

chaveamento não são quase nunca influenciadas por flutuações da temperatura.

A partir de t

, o transistor na saturação, C

já está completamente carregado e a

ião ôh a, a tensão de dreno V

começa a cair; a tensão V

torna-se constante e a

rta I

só

té alcançar a tensão final de acionamento V

no período t

. A carga da porta (Q

+ Q

) que corresponde ao período t

, é a carga mínima requerida para chavear o

dispositivo para a condição de condução.

A partir de t

, V

torn

ação do tempo total de chaveamento. Portanto, os atrasos envolvidos com a carga

e a descarga da capacitância C

devem ser considerados num projeto correto. O processo

de corte é semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa.

Características de Chaveamento t

d(on)

, t

d(off)

, t

Os MOSFETs de potência possuem boas características de chaveamento, já que

não existem atrasos de armazenamento causados por portadores minoritários, e nenhuma

dependência das capacitâncias com a

Possui assim, como outros semicondutores, um tempo finito de chaveamento. A

figura 3.25 mostra seqüência de chaveamento dividido em 4 seções: t

d(on

), t

, t

d(off)

e t

[45].

Figura 3.25 - Forma de onda na entrada e na saída.

a)Tempo de atraso para o início da condução - t

d(on):

É o período em que o transistor está cortado (V

), enquanto a tensão de porta

não alcança a tensão de limiar V

GS(th)

A capacitância durante este período é

iss

= C

+ C

(3.28)

b)Tempo de Subida- t

(rise time):

epois que V

alcança V

GS(th)

É nesta região que ocorre

uma gr ue a corrente de dreno começa a crescer e se inicia a

queda

se período o transistor está na região

ativa.

região de saturação para a

região ôhmica, para o desligamento. Neste período, a corrente de dreno e a tensão V

não

dado por

É o período que vem d

ande dissipação de potência, já q

da tensão V

até próximo de zero. Após es

c)Tempo de desligamento- t

d (off)

É o período requerido para comutar o transistor da

se alteram, apesar da variação de V

d)Tempo de descida- t

(fall time) :

É o período que leva para que a ensão V

alcançe a tensão de alimentação e a

corrente de dreno caia até zero. Da figura acima , podemos ver que o tempo de condução é

off

= t

d(off)

+ t

(3.30)

3.5.2.5 Resistência de Condução Rds

(on)

Em um MOSFET, R

ds(on)

é a resistência total entre a fonte e o dreno, durante o

estado de condução. É um parâmetro muito importante que determina a máxima corrente e

as perdas por condução. Para um R

ds(on)

baixo, resulta em baixas perdas por condução.

(on)

aumenta com a temperatura pois tem coeficiente de temperatura positivo e seu valor

dobra tipicamente de 25

C até 130

C. Isto acontece porque a mobilidade dos buracos e

dos elétrons cai com os aumentos da temperatura. Portanto as perdas na condução variam

com a temperatura. Isto bilidade e paralelismo do

dispositivo.

-se correntes mais elevadas

na carga

erá e as

resistências em e valo

3.5.3 As

A Perda por Condução, P

o odo em que o dispositivo está conduzindo e

podem se

dreno e fonte durante a condução tem que ser a

menor possível. O ciclo de trabalho D deve ser levado em consideração no cálculo da

perda po ultará em baixa perda de potência. Como

utilizarem

a condução simultânea dos dois transistores.

= t

d(on)

+ t

(3.29)

e o tempo de corte é dado por

é uma importante característica de esta

A conexão em paralelo de MOSFETs, permite obterem

a ser controlada, dividindo a corrente entre as chaves individualmente. Se um

MOSFET começar a consumir mais corrente do que os outros ele aquec

paralelo aumentarão d r o que ocasionará o decréscimo da corrente.

Perdas no MOSFET

No chaveamento do MOSFET , aparecem 3 tipos de perdas predominantes: as

perdas por condução, as perdas no chaveamento e as perdas na carga da porta [47,48] .

•

É aquela que ocorre durante perí

r preliminarmente aproximadas por

= I

ds(on)

D (3.31)

Portanto, a resistência entre

r condução, pois um D pequeno res

os o conversor push-pull, devemos dobrar o valor de P

e o ciclo de trabalho de

cada chave deverá ser menor do que 0,45 providenciando assim, um tempo morto suficiente

para evitar

ao Chaveamento, P

A energia perdida devido ao chaveamento ocorre quando o MOSFET está na

ansição entre os estados de operação (saindo de conduzindo para cortado e de cortado

ntre transições, tanto a corrente quanto a tensão

transitam

e ch

• A Perda devido

para conduzindo). Neste intervalo e

entre os estados de condução total e o corte. Isto cria um produto V

I muito

grande, que é tão significante quanto a perda por condução. A perda no chaveamento

ocorre 2 vezes para cada período d aveamento do conversor e pode ser obtida

multiplicando-se a energia gasta durante as transições pela freqüência de chaveamento,

dado por

= E

(3.32)

Temos então que a perda devido ao chaveamento é expressa pela seguinte fórmula

[40]:

+ t

) (3.33)

onde

é a tensão entre dreno e fonte considerando V

= V

DD,

será a corrente de dreno, estimada de acordo com a carga na saída da fonte, o

da (rise time), durante o processo de condução,

ou seja,

corresponde ao tempo de descida (fall time), durante o processo de

desligam o, rente de dreno começa a cair.

ores rápidos de baixos Q

, C

e C

ciclo de trabalho e a eficiência do conversor,

corresponde ao tempo de subi

o período em que a corrente de dreno começa a crescer depois que V

alcança a

tensão de limiar Vth,

ent ou seja, o período em que a cor

Nestes períodos t

+ t

é que há muita potência dissipada, que pode ser

minimizada com acionamento rápido e transist

• A Perda devido à carga na porta, P

É a perda devido a carga e a descarga da capacitância na porta do MOSFET e é

obtida pela seguinte fórmula[40]:

= V

(3.34)

= V

2 .

(3.35)

onde

itar sobretensões destrutivas sobre os MOSFETs, foi implementado um

circuito

ra a f

Esses cir

são entre os enrolamentos do primário e do secundário, quanto às indutâncias

parasitas a as

tensão. Esse circuito protege os MOSFETS quando eles não estiverem conduzindo,

armazenando e convertendo em calor a energia extra nos seus próprios componentes,

geralmente através de um resi icondutores dentro de

níveis seguros de operação.

é a tensão de porta (V

)

é a carga total da porta do MOSFET, que deve ser baixa para reduzir esta

perda

é a frequência de chaveamento

é a capacitância da porta, determinada por C

= Q

/ V

(3.36)

3.5.4 Circuitos Grampeadores – Snubbers

Para se ev

grampeador (ou snubber), formado por R

e C

conforme ilust igura 3.26.

cuitos são necessários porque a energia armazenada devida tanto à indutância de

disper

presentes n s trilh das placas de circuito impresso, produzem grandes picos de

stor e mantendo a tensão sobre os sem

Figura 3.26 – Configuração do snubber utilizado no circuito.

Pode ao projeto

dos componentes dos circuitos gram

dispositivos eletrônicos e à dificuldade de

se estima sitas presentes nos circuitos.

m ser encontradas na literatura [36,39], metodologias destinadas

peadores, porém não existe um procedimento algébrico

numérico confiável, devido a não idealidade dos

r os componentes para

3.6 Projeto do Transformador

O projeto do transform ado cuidadosamente para garantir o bom

funcionamento do conversor. É necessário então o conhecimento de algumas definições

básicas e conceito referências [36] e [50].

3.6.1 A F

Uma corrente percorrendo um condutor produz um campo H em torno dele

(fig.3.27)

ador deve ser trat

s que são aqui revisados segundo as

ísica dos Transformadores

3.6.1.1 Lei de Ampére

. De acordo com a lei de Ampére a integral de linha da intensidade do campo

magnético é igual a corrente total .

Figura 3.27 – Caminho magnético

∫

dlH.

= Corrente total (3.37)

3.6.1.2 Força Magnetomotriz (F

)

A intensidade de um campo magnético numa bobina de fio depende da

intensidade da corrente que flui nas espiras da bobina. Quanto maior a corrente, mais forte

o campo magnético. O produto da corrente pelo número de espiras da bobina, que é

expresso em unidades chamadas de amperes-espiras (Ae), é conhecido como força

magne

a equação, temos

(3.38)

ade é o a.e/m.

H = N

I / l (3.39)

tomotriz (F

). Na forma de um

= N

onde N = número de espiras

I = corrente, em ampéres

A quantidade de ampére-espira por metro de comprimento da bobina (l) é

chamado de Intensidade de Campo Magnético (H). A unid

3.6.1.3 Intensidade de Fluxo Magnético (B)

O fluxo magnético φ que passa transversal a uma superfície S com área (A

) está

relacionado com a densidade de fluxo magnético B pela equação:

⋅

(3.40)

Temos que B = Φ / A

, no caso de a área ser perpendicular ao fluxo e no S.I., a

unidade é o Weber por metro quadrado (Wb / m

) ou Tesla (T). Se a normal ao plano

formar um ângulo θ com a direção do campo e tirando o valor do fluxo, temos

Φ = B . A

. cos θ (Tesla.m

) (3.41)

O campo magnético H é relacionado com a densidade de fluxo magnético através

da propriedade magnética do meio na qual o campo é produzido. A densidade de fluxo

magnético é dada por

B = µ . H (3.42) ∴ Φ = µ.N. A I / l = L.I

onde L= indutância

meio é a capacidade de concentração do fluxo

, ou ainda a facilidade com que o fluxo

atravessa

. (3.43)

A permeabilidade magnética de um

magnético nesse meio (ar, vácuo, material)

o meio.

Permeabilidade absoluta : µ = µ

. µ

(3.44)

Permeabilidade do vácuo ( µo ), cujo valor é µ

= 4π . 10

-7

Tm/Ae

Permeabilidade relativa (µ

) : Expressa o quanto uma determinada permeabilidade

é maior que a permeabilidade do vácuo.

rmeabilidade relativa os materiais podem ser

classifica os n

que podem ser

fortemen

Dependendo do valor da pe

d um dos seguintes grupos:

• Material Ferromagnético: µ

>>1

Ex: Ferro, aço e grande número de ligas contendo níquel,

te magnetizadas.

• Material Paramagnético: µ

>1 (ligeiramente superior à unidade)

do.

r à unidade)

Ex. Ouro e prata

3.6.1.4 Histerese, Saturação e Fluxo Residual

A figura 3.28 [38] mostra a relação entre B (densidade de campo magné

[T=Wb/m

]) e H (campo magnético [Ampére . esp/m]) quando uma

aplicada ao enrolamento que leo.

O material torna-se fracamente magnetiza

Ex. Alumínio e Crômio

• Material Diamagnético: µ

<1 (ligeiramente inferio

tico

tensão alternada é

magnetiza o núc

igura 3.2

8 : Relação B x H nos materiais magnéticos

fluxo diminui e este comportamento é chamado histerese.

Quando H=0, a densidade de fluxo não é zero, tendo um valor entre

B é proporcional ao fluxo magnético [Wb] e H é proporcional à corrente que

circula pelo enrolamento. O caminho seguido quando o fluxo (ou B ) cresce não é o mesmo

seguido quando o

Br,

chamad id e de luxo residual, que deve ser

, parâmetro

chamad

e – Hc deve ser a menor possível. A bilidade

incremen

máximo Bmáx., que caracteriza a saturação do

núcleo.

A op

redução na indutância e portanto, a corrente (associada a H)

a magnetização remanente, ou dens ad f

pequena. Quando B=0, o campo magnético pode ter um valor entre ± Hc

o força coerciva do material. Para um bom transformador, a distância entre + Hc

inclinação da curva ∆B/∆H é a permea

tal do material, µi, que se torna muito pequena tendendo a µo (permeabilidade do

vácuo) quando B tende para seu valor

eração na região de saturação é evitada na maior parte das aplicações, porque

nela ocorre uma drástica

aumenta ito ignifica

ainda uma red re os enrolamentos primário e

secundário, um de sua característica de menor relutância em relação

ao ar e c o ue o valor

desejado.

O dimensionamento de um elemento magnético é feito em situações de regime

a nos terminais do dispositivo é

nula e qu

um ponto de temperatura onde um material ferromagnético perde essa

propriedade, geralmente tornando-se paramagnético. Vale lembrar que a permeabilidade

aumenta com a temperatura até esse ponto de Curie, quando cai drasticamente para valores

nas imediações dos valores dos materiais paramagnéticos.

3.6.1.6 Lei de Faraday da Tensão Induzida em um Indutor

De acordo com a lei de Faraday, uma tensão é induzida na bobina e a cada

instante esta tensão é proporcional à taxa d agnético que a atravessa.

Confor e a lei de

Lenz, esta tensão induzida terá um sentido tal que se oporá ao estímulo

que lhe d

mu para pequenas variações de tensão (associada a B). A saturação s

ução no fator de acoplamento magnético ent

a vez que o núcleo per

om conseqüência, a tensão de saída do secundário se torna menor q

permanente, ou seja, considerando-se que a tensão médi

e a densidade de campo magnético excursiona entre os valores simétricos de B.

3.6.1.5 Ponto de Curie

e variação do fluxo m

eu origem, qual seja, o aumento de corrente. Estas duas leis são formalizadas pelas

equações [36]:

(3.45)

i(t)

L = Φ(t) (3.46)

onde

v(t)= tensão elétrica

n = número de espiras

/dt = Variação de fluxo magnético pelo tempo

L= indutância

i(t)= corrente

el, aparece nele uma corrente elétrica cuja intensidade é proporcional às

agnético [50]. O transformador serve também para isolar circuitos e

o, além da alta permeabilidade magnética e da elevada

resistividade do núcleo a fi

ostra a figura 3.29, partilhando

portando o fluxo magnético confinado no núcleo.

3.6.2 Transformadores

Um transformador é um componente elétrico ou eletrônico que transfere energia

elétrica por meio da indução eletromagnética: quando um circuito é submetido a um campo

magnético variáv

variações do fluxo m

transformar níveis de tensão, corrente e impedância.

As principais características de um transformador utilizado em uma fonte

chaveada são a capacidade de operar em freqüências elevadas, sem apresentar elevadas

perdas, o tamanho reduzid

m de reduzir as perdas relativas às correntes induzidas no

próprio núcleo.

O transformador é basicamente formado por duas bobinas isoladas eletricamente

e enroladas em torno de um núcleo comum, conforme m

Figura 3.29 - Transformador básico.

A transferência da energia elétrica de a bobina para outra se dá com este

acoplamento magnético. Um enrolamento chama-se enrolamento primário e o outro para

onde é transferida a energia elétrica chama-se enrolamento secundário. As tensões V

e V

são denominadas de tensão primária e secundária, e as correntes I

1 2

, c

secundária do transformado de m tua indução são reversíveis, portanto

nenhuma d o pode ser feita entre ário e secundário, pois, os dois

enrolamentos podem funcionar indiferentemente como primário ou secundário, bastando

alimentar um ou o outro. Construtivamente os dois enrolamentos denominam-se

enrolamento de alta tensão o que tem maior número de espiras e enrolamento de baixa

tensão o que

A Figura 3.30 ilustra uma representação de um transformador ideal:

e I orrentes primária e

r. Os fenômenos ú

istinçã os circuitos prim

tem menor número de espiras.

Figura 3.30 - Representação de um transformador ideal

A equação do transformador ideal é :

(3.47)

A corrente i

produz um fluxo magnético Φ

e a corrente i

do secundário produz

um fluxo magnético Φ

Embora a maior parte do fluxo se estabeleça no núcleo (circuito magnético de

baixa rel

Φ′

= Ν

(3.48)

Φ′

= Ν

(3.49)

onde

e são conhecidos como relutâncias dos enrolamentos primário e

secundário respectivamente. A relutância de cada enrolamento depende somente das

características físicas do enrolamento, como comprimento do caminho do fluxo magnético

(fluxo de dispersão neste caso), permeabilidade do núcleo e a área da seção reta do núcleo.

A equação da relutância para um caso geral é [50]:

utância), uma pequena porção se estabelecerá no ar. O primeiro componente do

fluxo é chamado de

fluxo principal e o último de fluxo de dispersão.

Os fluxos de dispersão são dados por:

ℜ

=ℜ (3.50)

onde:

µ= Permeabilidade, em H/m

A= Área do núcleo do transformador, em m

l = Comprimento médio do núcleo, em m

Para muitas análises podemos admitir o transformador como sendo ideal, o que

implica algumas simplificações no modelo, ou seja:

• Não há fluxo de dispersão: o fluxo está todo contido no núcleo e se concatena

totalmente com as espiras do primário e do secundário;

• As resistências ôhmicas dos enrolamentos não são consideradas;

• As perdas no ferro (núcleo) são ignoradas;

• A permeabilidade do núcleo é considerada elevada.

eralmente de

material magnético, comumente se usa aço laminado. Os núcleos dos transformadores

usados em altas frequências são feitos de ferro em pó e cerâmica ou de materiais não

magnéticos.

.6.2.1 Modelo para um Transformador

U ra os para a análise simplificada de

transformador, incluindo seus elementos parasitas, associados a um transformador ideal, é

mostra

e R

são as res tências dos enr

secundár

agnetização do primário, enquanto R

representa

as perdas

entos distribuídos e o

modelo é s de freqüência. Um transformador ideal

representa o acoplam to a nético om histerese ue se plica ste ca

a saturação para reduzir as perdas. Em caso que ocorra a saturação, usa-

linear que modela a histerese e a satu

O núcleo dos transformadores usados em baixa freqüência é feito g

m modelo de parâmetros concent d

do na figura 3.31. R

is olamentos de primário e

io. L

e L

são as indutâncias de dispersão do primário e do secundário

respectivamente. L

é a indutância de m

no núcleo por causa da histerese e das correntes de Foucault. C

e C

são as

capacitâncias existentes entre espiras de cada enrolamento, enquanto C

indica a

capacitância entre os enrolamentos [38]. Estas capacitâncias são elem

válido apenas dentro de certos limite

en m g c , q a ne so em que se evita

se um modelo não

ração.

Figura 3.31 - Modelo de parâme s conce transformador

transformadores de alta tensão, onde o número de espiras do secundário é

elevado, tre enrolamentos, camadas e espiras são relevantes

mesmo e o rendimento do conversor. A

capacitân

tivos, especialmente quando refletida

tro ntrados para

Para os

as capacitâncias distribuídas en

m freqüências abaixo da ressonância, afetando

cia C

pode assumir valores muito significa

ao primário. Já a capacitância entre enrolamentos C

produz um caminho de baixa

impedânc

ética. As indutâncias de dispersão L

causada minimizadas para que haja

u e luxos magnéticos

g dos do no primário que enlaça o secundário.

A en vidas pelos dispositivos de

chaveam transições de chaveamento, causando picos de

tensão, r

pequena, portanto é interessante que a indutância de magnetização seja

dominante. Uma corrente menor no primário permite usar dispositivos de chaveamento

m, o modelo equivalente simplificado do

transformador é apresentado na figura 3.32.

ia entre primário e secundário, em altas freqüências, fazendo um acoplamento

muito danoso, em termos de interferência eletromagn

presentam a energia armazenada nas regiões não magnéticas entre os enrolamentos,

s por acoplamentos de fluxos imperfeitos e devem ser

m m lhor acoplamento magnético entre os enrolamentos, pois os f

era por elas se opõem ao fluxo magnético gera

s ergias associadas a essas indutâncias são absor

ento e os retificadores durante as

esultando em interferência eletromagnética e danos ou até a destruição dos

dispositivos de chaveamento, se não forem utilizados circuitos amortecedores (snubbers).

Para que as perdas ôhmicas se tornem menores é necessário que a corrente no

primário seja

menos robustos, e custosos.

Em baixas freqüências o efeito dominante é o da indutância de magnetização. À

medida que se eleva a freqüência, a reatância das capacitâncias dos enrolamentos vai se

tornando mais importante e a máxima impedância é obtida na freqüência de ressonância

paralela entre as capacitâncias e L

. Essa ressonância pode ser usada para melhorar a

eficiência do transformador. Em freqüências mais altas surge o efeito da indutância de

dispersão, que produzirá uma ressonância em série com as capacitâncias dos enrolamentos

e se tornará dominante após tal freqüência, reduzindo em muito a eficiência do

transformador.

Para a determinação das freqüências de ressonância série e paralela e a

impedância do transformador desprezamos as perdas no cobre, removendo R

e R

circuito equivalente, substituímos as indutâncias de dispersão e as capacitâncias C

, C

e C

pelos seus equivalentes L

e C

. Assi

Figura 3.32 – Equivalente simplificado do transformador

onde

é a indutância equivalente de dispersão;

é a indutância de magnetização;

é a capacitância parasita equivalente.

A impedância vista pela entrada do primário, com o secundário em aberto é dada

por

(3.51)

onde

ra paralela que podem ser expressas pelas equações (3.52) e

(3.53), re

é a impedância de entrada;

w é a frequência do sinal de entrada em rad/s.

Do circuito equivalente simplificado, observamos que existem duas freqüências de

ressonância: uma série e out

spectivamente. Na freqüência de ressonância série obtemos a mínima impedância

de entrada e na freqüência de ressonância paralela obtemos a máxima impedância.

ed CL

série

⋅

(3.52)

(3.53)

Apresentam-se na seção 5.6 as medidas da indutância de magnetização L

e as

frequências de ressonância séri

osérie

= 281,3KHz

oparal

= 12,2KHz

e e paralela através da resposta de frequência da entrada do

transformador operando com o secundário em aberto. Encontramos os seguintes valores:

=3,42mH

es 3.52 e 3.53. Os valores encontrados foram:

=6,4µH

= 50nF

Nas figuras 3.33 e 3.34 são mostrados os gráficos dos resultados das simulações

postas em freqüência do circuito equivalente simplificado do

ressonância iguais

ador projetado.

Assim, com esses parâmetros, determinam-se a capacitância equivalente e a

indutância de dispersão, conforme as equaçõ

com o programa Pspice, as res

transformador protótipo. Os modelos obtidos apresentam os pontos de

às medidas no transform

Figura 3.33 – Gráfico da respo

sta em freqüência exibindo a freqüência de ressonância série.

Figura 3.34 – Gráfico da resposta em freqüência exibindo a freqüência de ressonância paralela.

3.6.2.2 Resistência do Enrolamento

mento à passagem de corrente elétrica [43] é dada por A resistência do enrola

][Ω=

(3.54)

A resistividade do material condutor é dada por

, l é o comprimento do fio, e A

é a áre io de cobre. Uma maneira prática de diminuirmos as resistências

da enrolamento é aumentar o diâmetro do fio e/ou diminuir o número de

espiras j

o aumento no diâmetro do fio do enrolamento

imário praticamente não aumentam as dimensões do transformador.

3.6.2.3 A Posição dos Enrolamentos

A forma construtiva dos enrolamentos influi nos valores da indutância de

dispersão e das capacitâncias parasitas. Para uma pequena dispersão de fluxo deve-se

colocar os enrolamentos de modo que o fluxo produzido por um deles enlace

completamente todas as espiras do outro. A disposição em que todo o secundário é

colocado sobre o primário, apresenta um maior fluxo disperso do que um arranjo no qual o

primário é enrolado entre 2 segmentos do secundário.

Uma melhor é fazer um enrolamento bifilar de ambos os

enrolamentos. Porém o enrolamento bifilar só é possível quando ambos condutores tem

diâmetros semelhantes, e quando a isolação entre os enrolamentos é adequada.

Se, por um lado este arranjo reduz a dispersão, por outro aumenta a capacitância

entre os enrolamentos. A redução da capacitância entre enrolamentos pode ser obtida pela

colocação de um filme ou fita entre cada enrolamento ou com enrolamentos do tipo colméia

[38]. Uma fita metálica pode ser usada ainda como uma blindagem eletrostática, o que pode

ser útil para efeito de redução de interferência eletromagnética.

3.6.2.4 A Escolha do Material do Núcleo

Os núcleos magnéticos desempenham um papel importante no projeto de fontes

chaveadas. Eles são feitos de uma variedade de matérias-primas, passam por uma série de

a da seção reta do f

associadas a ca

á que a resistência de um fio é diretamente proporcional ao comprimento do

mesmo.

No projeto de transformadores de alta tensão, o número de espiras do primário é

bem menor do que o do secundário, e

possibilidade

processos de os e

eometrias. O correto dimensionamento de um transformador depende em grande parte da

sponíveis a respeito do núcleo a ser utilizado.

são:

capacitância parasita nula, alta permeabilidade, alta res

magnético (B) não-saturável e indutância de dispersão nula. Fontes tradicionais apresentam

núcleos f

e ferro têm grandes perdas principalmente causadas por correntes parasitas e

devido a

er classificados em

três tipos básicos:

esil, Supermendur, Orthonol e Permalloy.

0kHz a 50MHz), alta resistividade e

alta perm

perdas por

correntes

alta estabilidade térmica o

ferrite além de ser utilizado em transformadores de alta freqüência para alta e baixa

manufatura e estão disponíveis numa grande variedade de tamanh

quantidade e da qualidade das informações di

As características ideais de um núcleo magnético para transformador

istividade, densidade de campo

eitos de materiais como o ferro doce laminado e isolado, porém quando se trata de

fontes chaveadas estes materiais não são os mais indicados, pois as fontes tradicionais

trabalham com freqüências baixas (50 a 60Hz) enquanto que as fontes chaveadas trabalham

com frequências da ordem de dezenas a centenas de quilohertz. Em altas freqüências os

núcleos d

sua baixa permeabilidade magnética, o que exige grande número de espiras.

A implementação de transformadores em fontes chaveadas é obtida utilizando

núcleos com elevada permeabilidade magnética. Esses núcleos podem s

1) Núcleo de Fita Enrolada: Magn

2) Núcleo de Pó Metálico: Molypermalloy, Alto Fluxo e KOOL MU.

3) Núcleo de Ferrite.

As descrições destes núcleos podem facilmente ser encontrados na literatura

[53,54].

Escolhemos o núcleo de ferrite, devido a suas vantagens de baixo custo, variedade de

modelos e tamanhos, a ampla faixa de freqüência ( 1

eabilidade magnética. O ferrite resulta da compactação de pós metálicos de óxido

de ferro (Fe

) com algum óxido de um metal bivalente (NiO, MnO, ZnO, MgO, CuO,

BaO, CoO), resistividade da ordem de 10

– 10

Ωm, reduzindo em muito as

de Foucault. São praticamente isolantes elétricos e condutores magnéticos, com

valores relativamente reduzidos de B

max

(entre 0,3 Tesla e 0,5 Tesla), baixas perdas em alta

freqüência e facilidades de manuseio e escolha, pela grande variedade de núcleos

disponíveis.

Devido a suas características de alta permeabilidade e

potência,

é também utilizado em outras aplicações como por exemplo, em filtros e em

linhas de retardo.

3.6.2.5 A Escolha do Formato do Núcleo de Ferrite

O formato do núcleo é de grande importância, pois dele dependem as indutâncias

dos enrolamentos, o número de espiras e perdas. Existem diversos tipos e formatos de

núcleos de ferrite, como por exemplo: “Pot Cores”, E, EC, PQ, EP e toroidal, como se vê

nas referências [53] e [54].

Núcleo “Pot Core”

São geralmente usados na construção de indutores e transformadores para

pequenas e médias potências. Devido a sua forma fechada, possuem baixa dispersão de

fluxo magnético. Além disso, o “Pot Core” também tem como vantagens, a compactaç

ão, a

auto-blin

“E”

dagem, as baixas perdas e a possibilidade de ajuste da indutância; apresenta,

porém uma baixa dissipação térmica.

Núcleo em

Os núcleos “E” apresentam valores mais elevados de B

max

, sendo mais usados em

aplicaçõe , maiores

quantidades de fluxo disperso, são de baixo custo e também bons dissipadores de calor.

s de potência mais elevada. Apresentam uma blindagem mínima

Núcleo “EC”

Esse modelo de núcleo é originado da mistura de núcleos “E” com núcleos “Pot

Core” e tem como principais características: o baixo custo, a flexibilidade no enrolamento,

a boa dissipação térmica, a redução das perdas no condutor devido ao formato circular da

“perna” central do núcleo, e a possibilidade de acomodar condutores mais largos. Porém,

este núcleo tem baixa blindagem e ocupa um espaço maior em uma placa de circuito

impresso.

Núcleo “PQ”

Os núcleos PQ são desenhados especialmente para fontes chaveadas. Sua

construção optimizada permite uma máxima potência na saída utilizando um núcleo de

tamanho e pe

so reduzido, podendo, dependendo do projeto, ocupar uma pequena área em

uma placa de circuito impresso.

Núcleo “EP”

Este núcleo tem como principais características uma excelente blindagem, uma

boa flexibilidade de enrolamento, porém não tem uma boa dissipação térmica e ocupa,

devido a sua geometria, um

a área considerável em um circuito impresso.

– Núcleo Toroidal6

o fluxo disperso deve ser

mínimo, permitindo obterem-se indutores mais compactos. Devido ao seu formato circular,

as indutâ

o orientado que podemos considerar como o "coração" do

transform dor. A alta eficiência do transformador toroidal vem do fato de que o núcleo não

possui agnético são como "buracos".

Os núcleos toroidais são usados em aplicações onde

ncias são máximas (maior indutância por número de espiras) enquanto as perdas

são pequenas.

A palavra toroidal refere-se à forma geométrica do núcleo, que é construído com

uma fita de aço-silício grã

"gaps" (cortes na chapa), que para o fluxo m

baixo a tabela 3.3 comparativa entre diversos núcleos de ferrite.

Pot Core E Core EC Core PQ Core EP Core Toróide

Custo do

Núcleo

Baixo Baixo Médio Alto Médio Baixo

Custo do

Carretel

Baixo Baixo Médio Alto Alto Não tem

Custo do Baixo baixo Baixo

Enrolame

Baixo Baixo Alto

nto

Flexibilidade

Enrolamento

Bom Excelente Excelente Bom Bom Bom

Dissipação

Térmica

Pobre Bom Bom Bom Bom Bom

Isolamento

Eletroma

Baixo Baixo Baixo Baixo

Excelente Baixo

Tabela 3.3 : Comparação entre diversos núcleos

A partir desta rápida comparação, pode-se dizer que o núcleo toroidal seria o

núcleo escolhido se não fosse por um detalhe: é extremamente difícil de enrolar as espiras

neste núcleo, já que tem o formato circular fechado. Sendo assim foi escolhido o núcleo

“Pot Core”, pois além de facilitar o enrolamento das espiras, atende as especificações do

projeto de te

r mínimo fluxo de dispersão e excelente blindagem. Além disso, este núcleo é

muito u rojetos de fontes de alta tensão por diversos fabricantes [12,13].

tilizado ainda em p

número de espiras dos enrolamentos para fontes segue as

equaçõ

(3.57)

(3.58)

3.6.2.6 O Dimensionamento dos Enrolamentos

O dimensionamento do

es abaixo [28]:

pri

= 4

pri

- 8

(onda quadrada) (3.55)

pri

= 4,44

pri

- 8

(onda senoidal) (3.56)

sec

= (V

sec

pri

)

pri

= P

pri

/ E

pri

= P

sec sec

/ E

sec

(3.59)

= Frequência (Hz)

cun

Em altas frequências a topologia Push-Pull necessita para a boa eficiência, a

densidade de fluxo que o núcleo comporta sem saturar e portanto um número

de s n mário. Uma f a m cad equação clássica do

dor (3.55) relaciona o número de espiras do primário ou secundário com os

do núcleo e o valor em volt-espiras da tensão aplicada [52]:

= V

Onde E

pri

= Tensão no primário aplicada (Volts)

B = Densidade de fluxo no núcleo (Gauss)

= Área efetiva do núcleo (cm²)

pri

= Potência no primário

sec

= Potência no secundário

pri

= número de espiras no primário

sec

=número de espiras no secundário

pri

= corrente no primário

sec

= corrente no se dário

máxima

pequeno volta o pri órmul odifi a da

transforma

parâmetros

t (3.60)

∆B

N é o número de espiras no primário, V é a Tensão CC aplicada no enrolamento

quando o dispositivo de chaveamento está "on", t é o período de condução de cada

transistor

, ∆B é a densidade de fluxo máximo, e A

é a área da seção transversal do núcleo

utilizado. Usa-se para estes cálculos como valor da densidade de fluxo ∆B o dobro do valor

de ∆B aplicado, porque 2 quadrantes do gráfico B/H são utilizados [53].

Figura 3.35 - Ciclo de se ma ag em cu -Pull.

histere de um terial m nético um cir ito Push

Para a r o e fe ite é c mum

fluxo (B) na faixa de 2000 Gauss. Isto é ilustrado pela área sombreada do ciclo de histerese

gura mais estreita do que a mostrada

na fig.3.35, qu

úcleo do Transformador

efinido pela área da janela W

e a área da seção

produto dos dois, W

A .

C ,

em função da

tr nsfo mad res d rr o aplicar à equação (3.60), a densidade de

da figura 3.35. Na verdade, a área sombreada tem lar

ando o núcleo não satura.

3.6.2.7 O Dimensionamento do n

O núcleo de um transformador é d

transversal do núcleo, ou mais comumente pelo

potência de saída, usando-se esta equação tirada da referência [55]:

A .

swfB

⋅

⋅⋅

sec

(3.61)

sendo que:

sec

= Potência de saída

= Eficiência do transf

= De idade e fluxo

ormador

ns d magnético

= Freqüência de operação

K' = 0,00528, para núcleos Pot Core

3.6.2.8 Potências Dissipadas nos Elementos Magnéticos

Devido às não linearidades inerentes aos elementos magnéticos, estes se

constituem numa fonte considerável de perdas na estrutura do conversor. Tais perdas têm

como principal conseqüência a elevação da temperatura no elemento magnético, podendo,

caso não sejam levadas em consideração no projeto, comprometer o funcionamento de toda

a estrutura.

3.6.2.8.1 Potência Dissipada no Núcleo

entro do material na direção do campo. Uma

magnetização proveniente de uma corrente alternada causa no material uma perda de

rda é proporcional à

área inter

la corrente de Foucault.

Esta perda é o resultado de correntes internas ao material ferromagnético submetido a

campos m gnéticos que se opõem à variação da indução magnética.

m ente disponíveis não levam a soluções adequadas para am

as perdas. Geralmente quando se obtém uma curva B-H estreita (como em materiais com

manganês e zinco), a resistividade é baixa. Em ferrites à base de níquel tem-se elevada

resistiv ade e histerese consideravelmente maior. Em materiais de baixa resistividade faz-

se a laminaçã evar a resistência. Núcleos laminados podem ser

utilizados em freqüências até 20 kHz. Acima deste valor devem-se utilizar cerâmicas

(ferrite ou n leo de ferrite do transformador podem ser

determ 8,51]:

P = (3.62)

onde

Coeficiente de perdas por histerese para o ferrite:

= 4.10

-5

Coeficiente de perdas por correntes parasitas: K

= 4.10

-10

Volume do núcleo: V

= 3,52 cm

Estas perdas são identificadas em 2 componentes: correntes induzidas no núcleo

(correntes de Foucault) e histerese do material magnético.

As perdas por histerese são o resultado da energia consumida para mover a

orientação dos domínios magnéticos d

energia por unidade de volume, que é transformada em calor. Essa pe

na do laço de histerese e à freqüência da corrente magnetizante. O laço também é

proporcional ao máximo valor de densidade de fluxo magnético (B).

A outra perda de potência é devida à lei de Joule (I

r), pe

Os ateriais atualm bas

o do núcleo a fim de el

s) úcleos de pó. As perdas no núc

inadas empregando-se a expressão [3

nsesh VfKfKB ⋅+⋅∆ ⋅ )(

4,2

Variação do fluxo magnético:

∆

= 0,2 T ( 2000Gauss)

Frequência de chaveamento: f

= 20kHz

3.6.2.8.2 Potência Dissipada nos Enrolamentos

As perdas nos enrolamentos são devidas à resistência dos fios de cobre utilizados,

e ao efeito pelicular (skin effect). O pior caso de perdas no enrolamento ocorre sempre

uando a tensão de entrada V

é baixa, e a carga na saída é máxima. O efeito pelicular é

em alta freqüência. Esse efeito reduz

considera

a tensão especificada

ao primá

devido à presença de componentes de corrente

velmente a área de cobre útil do condutor, elevando a resistência do caminho e

consequentemente elevando as perdas.

A perda no cobre dos dois enrolamentos pode ser medida na prática por meio de

um wattímetro. O wattímetro é inserido no circuito do primário do transformador enquanto

o secundário é curto-circuitado. A tensão aplicada ao primário aumenta até que a corrente

especificada para carga máxima flua através do secundário curto-circuitado. Neste ponto, o

wattímetro indicará a perda total no cobre. A perda no núcleo pode ser determinada por

meio de um wattímetro colocado no circuito do primário aplicando-se

rio, com o circuito secundário aberto.

A perda no cobre devido à potência dissipada nos enrolamentos do primário e do

secundário é estimada através da expressão:

sec

2 IlN

IlN

P esps

espp

prim

cu ⋅⋅⋅+⋅⋅⋅⋅=

(3.63)

Onde

é a resistividade do condutor : 7,08 . 10

-4

cm/

Ω

esp

é o comprimento médio de uma espira

é o número de espiras no primário

é o número de espiras no secundário

prim

é o número de fios em paralelo a ser utilizado no enrolamento primário

nf é o número de fios em paralelo a ser utilizad

séc

o no enrolamento secundário

é a corrente eficaz no prim io

é a corrente eficaz no secundário

ár

sec

3.7 Mu o

o são basicamente constituídos por

retificadores, que em função do número de estágios, conseguem retificar e multiplicar o

almente em circuitos em que se

deseja alt

a redução da tensão as perdas nos diodos,

capacitân

ixa tensão devem ter as capacitâncias maiores

(alta constante de tempo) do que as do próximo estágio de mais a

De acordo com a referência [57], a queda na tensão de saída e a ondulação

da fonte podem ser estimados pelas equações 3.64 e 3.65:

ltiplicadores de Tensã

Os circuitos multiplicadores de tensã

valor da tensão de pico de entrada. São utilizados princip

as tensões com baixas correntes.

A vantagem de se utilizar um multiplicador de tensão está no fato de se poder

trabalhar com um transformador com menor tensão no secundário, diminuindo assim a

relação do número de espiras entre o primário e o secundário, baixando as perdas e a

indutância de dispersão. Além disso, facilita o enrolamento e os cuidados com o

isolamento.

Entre os circuitos multiplicadores de tensão, destacamos os dobradores,

triplicadores e quadruplicadores de tensão, de onda completa ou meia onda [56].

Escolhendo-se um número apropriado de estágios, qualquer tensão pode ser alcançada,

porém, devemos levar em consideração algumas questões: Na prática, no momento em

que a corrente passa a fluir na carga, existe também uma corrente alternada através dos

capacitores, resultando em uma queda na tensão e uma diminuição da tensão de entrada nos

estágios subseqüentes. Colaboram também par

cias parasitas, correntes de fuga nos diodos, tolerância dos componentes, etc.

Geralmente os capacitores dos estágios de ba

lta tensão.

(ripple)

∆U =

(

)

(3.64)

onde

ripple

= [I

carga

/ ( f . C ) ] . n . [ (n+1) / 2 ] (3.65)

∆U = queda de tensão

I = corrente na carga

f = freqüência

= capacitância do estágio

n = número de estágios

al à freqüência e à capacitância utilizadas em

o irradiado está presente em componentes de alta freqüência, nas tensões e

correntes

dos em função

de sua ca

o feitas na faixa de

150kHz a 30Mhz, enquanto que para a faixa vai de 30Mhz até

1Ghz [59].

Do ponto de vista do projeto, para amenizar a interferência provocada pela fonte,

• a possível de cobre sobre a placa de circuito impresso e

por onde a corrente circula, devem ter o menor comprimento

• A disposição física e o

elaborados, sendo que os componentes de potência devem ficar fisicamente

os mais próximos possíveis;

Destas equações, concluímos que

• A queda da tensão devido à corrente na carga é proporcional ao cubo do

número de estágios do multiplicador;

• A ondulação da tensão de saída cresce rapidamente com o número de

estágios e é inversamente proporcion

da estágio.

3.8 Interferência Eletromagnética e Blindagem Eletrostática

Existem dois tipos de interferência eletromagnética: por condução e por irradiação

[70]. O ruíd

da fonte de alimentação. Esses componentes, quando associados a elementos

parasitas, como indutâncias e capacitâncias, podem produzir fenômenos de ressonância que

potencializam os efeitos do ruído e alteram o comportamento dos componentes e do

circuito como um todo. Em freqüências elevadas os condutores atuam como antenas

irradiantes. O ruído conduzido chega ao circuito em forma de tensão espúria, normalmente

pela linha de alimentação de CA e/ou CC. A fonte de interferência pode ser externa ou

interna ao sistema sob análise.

Diferentes normas, determinam os valores limites admissíveis para o ruído

eletromagnético produzido pelo equipamento, determinando também, os métodos de

medida, os equipamentos de teste e a classificação dos produtos a serem testa

racterística e do local onde devem ser utilizados [59,60,61].

As medidas de interferência eletromagnética conduzida sã

a interferência irradiada,

devemos:

Utilizar a maior áre

os caminhos

possível;

traçado da conexão dos componentes devem ser bem

ecificado com pequena indutância de dispersão

os terminais do transformador e os diodos

ores ou supressores (snubbers) (item 4.6.10), que limitam o

crescimento da corrente e da tensão no dispositivo, amortecendo as

ctados

• O transformador deve ser esp

e com baixas capacitâncias parasitas entre o primário e o secundário;

• Utilizar ferrites “beads” entre

para amortecer as oscilações de alta freqüência;

• No chaveamento di/dt e dv/dt devem ser minimizados através de circuitos

amaciad

oscilações de alta freqüência. Os snubbers devem ser cone

diretamente nos componentes chaveadores.

• A alimentação do circuito deve ser bem filtrada e a fonte de alta tensão deve

ter um bom aterramento.

A blindagem utilizada na fonte é constituída de uma caixa metálica devidamente

aterrada, de modo a evitar que os campos eletromagnéticos gerados interfiram no

funcionamento dos circuitos adjacentes e da própria fotomultiplicadora.

Capítulo 4

A Engenharia da Fonte de Alta Tensão

Neste capítulo são apresentados os aspectos de construção do protótipo

considerados m entação prática, desde a escolha do circuito

integrado

.1 Projeto do Circuito

A metodologia utilizada no projeto da fonte, consiste em projetar em seqüência os

ários módulos, de modo que ao final do desenvolvimento de cada um deles, temos os

ados necessários para projetar o sistema e implementar o protótipo. A representação em

iagrama de blocos da fonte está representada na figura 4.1.

A descrição funcional dos blocos é detalhada ao longo deste capítulo.

ais relevantes para a implem

de controle até o projeto físico do transformador.

Figura 4.1 – Diagrama de blocos do circuito conversor e a fotomultiplicadora.

Como a tensão de entrada é muito baixa (12V da bateria) e a tensão de saída para

mentar o PMT é muito alta (~1900V), decidiu-se diminuir a tensão no secundário do

nsformador para 1200V utilizando um retificador de onda completa duplicador de

inui-se a relação de transformação entre os enrolamentos do

ntemente a indutância de dispersão, além de, reduzir as perdas,

esforços de tensão e corrente nos semicondutores, e aumentar a capacidade de fornecer

orrente para a carga.

4.2 A

ontrole de fontes

chaveadas. Os controladores que operam no modo tensão ainda dominam o mercado,

rrente estejam progredindo rapidamente. A grande

amplificador de erro e uma referência interna.

plementadas, etc. Em linhas

gerais p

• Oscilador programável (freqüência fixa até 500kHz)

• PWM com ciclo de trabalho de 0 a 100%

• Amplificador de erro integrado

• Referência de tensão integrada

• Tempo morto ajustável

• Inibição por sub-tensão

• Elevada corrente de saída no acionador (100 a 500mA)

• Opção por saída simples ou dupla

• "Soft Start"

• Limitação digital de corrente

• Capac

ali

tra

tensão. Deste modo, dim

transformador e conseqüe

Seleção do Conversor PWM

Existe hoje uma variedade de circuitos integrados dedicados ao c

embora os que operam no modo co

maioria dos circuitos integrados possui um

Alguns possuem apenas 1 saída, enquanto outros fornecem 2 saídas complementares entre

si.

As características específicas de cada circuito integrado variam em função de cada

aplicação, do grau de desempenho esperado, das proteções im

ode-se dizer que os atuais C.Is. possuem as seguintes características:

idade de sincronização com outros osciladores

Atualmente os mais populares circuitos integrados para controle de fontes chaveadas são:

ade, diminuição do custo e aumento da confiabilidade de todo o

rojeto. Selecionou-se o C.I. UC3525, de fabricação UNITRODE [41], que agrega todas as

nções necessárias à implantação da técnica de controle adotada. Apesar de este C.I. não

ários outros por reunir as seguintes

aracterísticas:

• Flexível a todas as configurações (Push-pull, Fly-Back, Forward,…);

smo tempo, levando à queima dos

mesmos;

• itação da corrente máxima;

• Possui duas saídas complementares para MOSFETs em Push-Pull

agrama de blocos é mostrado na fig.4.2,

Modo Tensão: UC3524/25/26/27, TL 494/594 , MC34060

Modo Corrente: UC1842/46 , UC1524, UC3842/45 e o MC34025

4.2.1 O C.I. UC3525

A escolha do circuito integrado PWM resulta em compactação do circuito,

redução da complexid

ser de última geração, ele foi o escolhido dentre v

• Consumo na faixa de 15mA;

• Faixa de tensão de trabalho entre 8V e 35V;

• Baixo custo;

• Fácil aquisição no mercado;

• Possui uma tensão de referência interna precisa de 5,1V (0,75%);

• Faixa de freqüências de trabalho 100Hz até 500kHz;

• Amplificador de erro integrado;

• Controle do tempo morto ajustável para garantir que os dispositivos de

chaveamento não conduzam ao me

Possui pinagem para proteção e lim

Detalhes técnicos sobre o UC3525, cujo di

estão no Apêndice 2.

Figura 4.2 - Diagrama em blocos do UC3525

4.2.1.1 Oscilador

Figura 4.3 – Diagrama de tempo d

os sinais do comando do conversor.

A fre

de controle. O sinal do oscilador aciona um Flip-Flop de modo a selecionar a qual das

saídas será r e força os

pulsos de d ciclo em

cada dispositivo chaveador.

determ C externa. A tensão do capacitor tem a forma de dente-de-

serra e a rampa gerada tem uma excursão de aproximadamente 2,5 V e pode ser observada

no pino 4 do integrado. Quando o capacitor descarrega, o oscilador fornece um pulso que

aciona o Latch, mudando o nível de saída do Flip-Flop. Do pino 6 para o terra é colocado

uma resistência R

cujo valor está limitado entre 2kΩ, e 200kΩ. Do pino 5 para o terra é

qüência de oscilação é a freqüência dos pulsos gerados no circuito integrado

enviado o sinal PWM. O Latch armazena o estado do comparado

saí a a se alternarem ordenadamente, garantindo um único pulso por

No bloco oscilador do circuito integrado, a freqüência é programável e

inada por uma rede R

colocado um capacitor cujo valor varia entre 470pF e 0.1µF. Um sinal de sincronismo é

fornecido no pino 3. Existem gráficos fornecidos pelo fabricante para ajudar na escolha

dos valores destes componentes.

A figura 4.3 representa um diagrama de tempo com os sinais de saída A (pino11),

B (pino14), o sinal dente de serra e o sinal de saída do oscilador.

A freqüência de oscilação do sinal dente de serra deve ser o dobro da freqüência

desejada para o chaveamento podendo variar de 120Hz até 400kHz e é dada pela equação

[41]:

osc

= 1/ C

. (0,7. R

+ 3R

) (4.1)

nde:

= Frequência de oscilação em Hz

= Resistor em k ohms

= Resistor que determina o tempo morto

4.2.1.2 A Entrada “Shut-down” (desligamento)

Esta entrada (pino 10) quando ativada, faz o conversor parar em um tempo da

ordem de 0,2µs.

4.2.1.3 A Seleção da Freqüência de Chaveamento

e modo a

obter-se

osc

= Capacitor em

A freqüência de operação da fonte de alimentação deve ser selecionada d

o melhor equilíbrio entre as perdas no chaveamento, que aumentam com a

freqüência de chaveamento, e a minimização dos elementos reativos do circuito, que

diminuem com a freqüência de chaveamento. Além disso não deve ser audível, acima dos

15kHz caso o núcleo do transformador vibre, nem deve ser alta para evitar interferência

eletromagnética.

alta freqüência de chaveamento reduz a dimensão dos capacitores de saída e a

indutância do primário e do secundário dos enrolamentos do transformador. Por outro lado,

a alta freqüência proporciona um aumento nas perdas do transformador e nos transistores

de chaveamento, ocasionando uma redução na eficiência global da

fonte e também um

aumento do tamanho do dissipador requerido para dissipar a potência. A freqüência de

orto

ultânea de

ambas as

morto.

Depois de e

um resistor R

de 150Ω, o que nos dá um tempo morto de 120ns entre os sinais de

chavea po de chaveamento dos transistores. Num

projeto ertz devemos usar o menor valor possível de capacitor para

termos possível.

P = E

. f

(4.2)

üência de chaveamento (em Hz)

= Energia armazenada no capacitor (em Joules) = ½ . C

(4.3)

4.2.1.5 A Compensação para Estab

a devido a pólos e zeros, dando assim maior estabilidade ao circuito.

chaveamento selecionada inicialmente foi de 20Khz, correspondendo a um período de

50µs.

4.2.1.4 Gerador de Tempo M

O tempo morto (dead time), limita o ciclo de trabalho, garantindo um intervalo de

tempo em que ambas as saídas estão desligadas, impedindo assim a condução sim

chaves, o que colocaria em curto-circuito a fonte de alimentação. Um resistor R

colocado entre C

(pino 5) e o terminal de descarga (pino 7), figura 4.2, propicia o ajuste do

tempo

xperimentarmos diferentes valores para o tempo morto, selecionamos

mento e que é bem maior do que o tem

em dezenas de quiloh

a menor perda de potência

A potência dissipada na rede RC é dada po

onde

= Freq

P = Potência (em Watts)

ilização do Amplificador Operacional

O pino 9 é ligado diretamente na saída do comparador de tensão interno do C.I.

e, através dele faz-se a compensação ou a anulação da resposta do circuito em determinada

freqüência através de um capacitor entre o pino 9 e o terra, evitando que ocorram oscilações

exageradas na saíd

4.2.1.6 A Alimentação do C.I.

No pino 15 se encontra a tensão de alimentação que deve estar compreendida

entre 8V e 40V. Neste pino foi colocado um capacitor eletrolítico de 100µf/25V em

paralelo com um capacitor de 100nF de disco com a função de desacoplamento e filtragem.

a tensão de entrada (Vin, pino 15) seja superior a 8V.

O C.I. oferece ainda uma opção de partida lenta progressiva (soft-start) via pino 8,

nto em que o C.I. é ligado, atuando como uma

proteção

4.2.1.7 Os Transistores

3525, possui duas saídas complementares , chamadas de Output A (pino11)

e Output nto de uma topologia Push-Pull. Cada

saída po

corrente, que é suficiente para o acionamento direto de MOSFETs.

bas as saídas tem um ciclo de trabalho menor que 50% . Se a freqüência de

nde

ras do transformador de alta freqüência.

Um sensor de subtensão inibe o funcionamento dos circuitos internos, exceto a referência,

até que

que limita a largura do pulso, no mome

contra sobre-corrente. Logo após esse instante, há um crescimento gradativo da

largura do pulso. A taxa com que a largura do pulso cresce é determinada pelo capacitor

. Este capacitor é carregado por uma corrente constante (I

) de 50µA. O valor do

capacitor foi escolhido de modo que a subida levasse de 30s a 180s e foi utiliza a equação

[41]:

V = I

/ C

(4.4)

Onde

V = tensão de alimentação

= corrente constante de 50µA

= tempo de subida

= Capacitor de subida suave

de Chaveamento Internos

O UC

B (pino 14), o que permite o acioname

ssui um par complementar bipolar npn-pnp, e que podem fornecer 0.5 A de

cada saída é F, então a freqüência da soma das saídas é 2F.

4.2.1.8 O Ponto de Operação do Conversor

A expressão do ganho estático do conversor Push-Pull ressonante é:

out

/ V

= 2. N

(4.

= relação de espi

= tensão CC de alimentação de entrada

tensão de entrada V

e da

carga de

A tensão de saída é ajustada fixando-se um valor para a referência e depois

atra és de po

loco s saída, que consiste de resistores atenuadores. Para uma tensão de entrada

referência V

ref

(2,5V) e o ciclo de

função da tensão de saída e da relação entre os

.7):

Com a presença de carga, o conversor PWM deve ajustar o ciclo de trabalho D

para dar a tensão desejada corrigindo eventuais variações da

ntro de limites que devem estar dentro dos limites dados pelo fabricante,

apresentados no Apêndice 2. Escolhemos Dmin= 0,1 e D

máx

=0,45. O ciclo de trabalho do

conversor deve se ater a estes limites. Assim, para a tensão de entrada mínima de 11V,

temos o ciclo de trabalho máximo de 0,45 e para a tensão de entrada máxima de 13,5V,

obtemos o ciclo de trabalho mínimo de 0,1. Através destas coordenadas, o ciclo de trabalho

pode ser parametrizado através da expressão

D = 1,99 – 0,14V

(4.6)

colocando o valor desejado da tensão de saída v um tenciômetro localizado no

b ensor de

igual a 12V, ajustando-se a referência para 2,5V e a tensão de saída para 1900V, a tensão

do sensor de saída (fig.4.4) deve ser igual ao sinal de

trabalho calculado de 0,31. A tensão V

resistores atenuadores (R

e R

), é dada pela equação (4

= -

(4.7)

4.3 O

peracional interno ao circuito

integrado e cuja função é amplificar a diferença entre a tensão de saída e uma tensão de

viado ao comparador PWM.

rsora e não

inversora do amplific

+ 2,5V que corresponde a um ciclo de trabalho de 0,31 e é obtida através do divisor de

tensão fo ad is, ligados à

fonte interna d com relação ao terra (GND -

pino 8). Quando a tensão de saída tiver o valor desejado (-1900V) a tensão na entrada

inversora do comparador de erro deve ser 2,5V.

)(

Para a tensão nominal de saída de 1900 V deseja-se que o valor da amostra de

tensão seja 2,5V, desta forma quando adotamos R

= 140MΩ o valor de R

fica em 184,2 k

Ω. Utilizamos um potenciômetro de precisão para ajustar o valor de R

Amplificador de Amostragem de Tensão

O amplificador de erro é um amplificador o

referência, de modo a gerar um sinal de erro que é en

Nos pinos 1(-) e 2(+) respectivamente, temos as entradas inve

ador de erro. A comparação é feita com uma tensão de referência de

rm o por um potenciômetro em série com dois resistores igua

e referência de + 5,1V , ± 0,75% (pino 16)

O C.I. UC3525 exige uma tensão positiva no pino 1 e como a saída da fonte de

alta tensão é negativa, foi usado um inversor [42,43], conforme ilustra a figura 4.4. A

rede divisora é composta de um conjunto de 14 resistores de 10MΩ em série perfazendo

140MΩ e um trimpot de 1MΩ. O consumo desta rede para 1900V é de 13,5µA, o que

representa 25,7mW.

Figura 4.4 – Amplificador operacional e a rede divisora

O amplificador operacional escolhido foi o OPA241 por este possuir uma alta

impedância de entrada, baixo consumo (25µA) e foi projetado para operar em circuitos

alimentados por bateria. Mais detalhes sobre o OP

(4.8)

o capacitor C em

ssa-baixo de

primeira

abela 4.1.

A241 são apresentados no Apêndice 3.

A função de transferência do circuito é dada pela equação 4.8.

H(jw)=-(R

/ R

) . ( 1 / (1 + jwR

C))

O ganho do circuito é determinado pelo ajuste do trimpot e

paralelo com o resistor R

, faz o circuito atuar também como um filtro ativo pa

ordem, reduzindo o ruído de alta freqüência e melhorando a estabilidade

(dumping).

A frequência de corte é dada por:

= 1/ ( 2π .R

. C) (4.9)

Para as freqüências bem acima de f

o ganho cai numa taxa de –20dB/década, e

nas freqüências abaixo de f

, o ganho aproxima-se de seu valor cc de R

/ R

4.4 A Escolha dos MOSFETs

Foram testados diversos MOSFETs em bancada. O que melhor se adequou foi o

IRFD110, cujas características se encontram na t

100

Nome Vds Máx IdMáx(A) Rds ( on) Ciss(pF) Q

( nC) Pmáx (W)

IRF540 100V 30 0,065 870 30 100

IRF630 200V 9 0,55 1150 29 70

IRF640 200V 16 0,18 1250 67 150

IRF740 400V 10 0,55 1275 63 125

IRF820 500V 2,5 3 360 24 50

IRFD110 100V 1 0,54 135 8,3 1,3

Tabela 4.1 – Comparação entre MOSFETS.

Os MOSFETs testados são de fácil aquisição no mercado. Escolheu-se um

MOSFET com baixos valores de Q

e de capacitâncias, para tornar o chaveamento mais

rápido.

ta razões da escolha: a capacitância da porta (C

iss

) pequena e

potência adequada ao proj a de saída sobre

o transist

que a energia de magnetização retorne para a alimentação quando o transistor cortar,

protegendo-o contra a tensão reversa. No

IRFD110.

está relacionada com a velocidade com que a

capacitân

SFET no modo de condução por um determinado período de tempo pode ser

deduzida

(

g g on

(4.11)

A bela mostra as

eto. Para o conversor Push-Pull a tensão máxim

or V

será duas vezes a tensão de alimentação dos MOSFETS (12V) mais o pico

de tensão devido à indutância de dispersão. Nota-se que estes MOSFETs têm diodos de

proteção entre o dreno e a fonte, específicos para chaveamento, que conduzem fazendo com

Apêndice 4 encontram-se os dados técnicos do

A velocidade do chaveamento

cia da porta pode ser carregada e descarregada. No acionamento, será utilizado o

próprio estágio de saída do SG3525, que possui uma capacidade de corrente de saída

suficiente para excitar a porta desse MOSFET. A quantidade de corrente requerida para

colocar o MO

por [46,49]:

)

∫

(4.10)

total

logo: i = Q / t’

dtt

onde

= Q

total

= carga total na porta

= Corrente requerida na porta

t’

= Duração do pulso de saída do PWM

101

tran scolh IRFD11

= 8,3 nC e t’

s, resul m

uma co

de 3 . O t de sub puls ída do 525 está xa

de 17,5 e A,

que pode ser dada d nte pelo UC3525, sem a ne ade de ircuito or

adicional para os MOSFETs.

4.5 Cálculo das Perdas no MOSFET

subida, menores serão as perdas. É conveniente então escolher um MOSFET

com valo

condução. As perdas no MOSFET (item 3.5.3) são dadas então por:

x 12 x (0,5 )

x 20k x 50n = 1,8 mW

Logo P

65mW

A co no primário(dc) ≅ 0,5A e a queda máxima de tensão no

MOSFET durante o período de condução é dada por

DS(on)

Para o sistor e ido ( 0), Q

= 25n tando e

rrente i

32mA empo ida do o de sa UC3 na fai

µs. O valor da corrente de acionam nto para o IRFD110 está na faixa dos 50m

iretame cessid um c excitad

Se a porta do MOSFET apresenta uma capacitância muito grande, então o tempo

que ele passa na região linear é muito grande e as perdas aumentam. Quanto mais rápido o

tempo de

res baixos de Q

, para diminuir as perdas por condução. Para o MOSFET

IRFD110, C

iss

é igual a 135pF.

= Q

/ V

(4.12)

Se Q

= 5nC

e V

= 5V então temos: C

= 5nC / 5V = 1nF

Comparando-se os valores de C

com C

iss

, temos que, pela ordem de grandeza

encontrada, o valor da C

nos dará um valor mais preciso quando for feito o cálculo das

perdas por

total

= P

+ P

(4.13)

Calculando-se então as perdas totais para o nosso MOSFET, temos:

= R

ds(on)

x D

máx

x I

= 0,54 x 0,45 x (0,5)

= 0,060W

= 12 x 8n x 20k = 1,92mW

= ½

tal

≅

rrente estimada

⋅

miniV

omáx

ds(on)

(4.14)

onde

é a eficiência do transformador

miniV

é a tensão mínima de entrada

102

Logo, o valor de V

DS(on)

é de 0,25 Volts.

a e do tempo de descida que por sua vez dependem tanto do

OSFET quanto do circuito excitador da porta. A capacitância da porta se combina com a

pos de subida e descida [40]:

O cálculo inclui também a dependência de R

(on)

com a temperatura, considerando

um aumento de 80

C na temperatura que causa um acréscimo de aproximadamente 40%

no valor de R

ds(on),

que aumenta

a perda por condução. As perdas no chaveamento

dependem do tempo de subid

impedância de saída do circuito excitador para limitar os tem

(4.15)

(4.16)

é a tensão de porta, V

é a amplitude do pulso que excita a porta, R

é a

impedânc d

é a capacitância de porta [47].

9% de V

e substituindo essa relação na equação acima [40]:

= t

≈ 4,6 . 40 . 8n/12 = 122 ns

0,75 . 0,45 . (0,5) = 0,085W

A potênc FET é então estimada em ≈ 90mW.

ia de saída o circuito excitador, e C

Considerando o MOSFET conduzindo totalmente quando V

alcança 9

= t

≈ 4,6 R

p .

(4.17)

Utilizando os dados do UC3525 e do MOSFET :

Refazendo as contas para os novos P

e P :

C sw

2 2

= R

ds(on) .

máx

. I

= ½ . 12 . (0,5 )

. 20K . 144n = 4.3

ia dissipada em um MOS

4.6 Cálculo Térmico

103

esse cálculo garante-se que a temperatura da junção permaneça dentro dos

ico de

Com

limites definidos pelo fabricante, já que a temperatura da junção afeta diretamente a vida

útil do componente. O modelo térm um semicondutor é mostrado na figura 4.5.

Figura 4.5 – Modelo térmico de um semi

onde

é a temperatura de junção (chip) (

C);

apsulamento ( C/W);

é a resistência térmica encapsulamento-dissipador (

C/W);

é a ica dissipador-ambiente (

C/W)

(4.18)

istência térmica do dissipador pode ser determinada por:

condutor.

é a temperatura de encapsulamento ( C);

é a temperatura do dissipador (

C);

é a temperatura ambiente ( C);

é a resistência térmica junção-enc

resistência térm

Pode-se concluir que:

– T

= P(R

+ R

)

onde P são as perdas no componente (W);

Logo, a res

cdjc

da RRR −−

−

(4.19)

de dissipador.

Além disso, o fabricante também não forneceu nas especificações técnicas os valores de R

e R

para o MOSFET escolhido.

No caso do MOSFET de baixa potência, não será necessário o uso

104

4.7.1 Dimensionamento do Núcleo

Calculando o valor para W

pela equação (3.61) e fazendo uso de tabelas

apropriadas, podemos então fazer a escolha apropriada do núcleo de ferrite a ser utilizado

em uma tabela de núcleos. Para o nosso projeto o consumo máximo previsto é 6 Watts, o

máx

é igual a 2000 Gauss e a freqüência escolhida foi 20kHz. Obtivemos W

= 0,079

. Na isa sobre os tipos de Pot Cores disponíveis no mercado, foi escolhido o

núcleo P Co s principais características são:

4.7.2 Dim

s cálculos do número de espiras do primário e do secundário seguem as

equações ulando-se então o número de espiras do primário e do

secundár

respectiv quando utilizamos a equação 3.60.

ução na área

efetiva do condutor, deve-se calcular o diâmetro máximo do condutor a ser utilizado. Com

o auxílio de uma tabela de fios deve-se escolher um condutor, cujo valor seja próximo do

valor calculado, que possua um diâmetro menor ou igual a este valor.

4.7 O Transformador

seguir serão apresentados os aspectos mais relevantes do projeto do

transformador.

pesqu

ot re tipo 2616 do fabricante Thornton, cuja

= 0,406 cm

;

= 0,948 cm

;

= 0,384 cm ;

Volume = 3,5cm

ensionamento do Número de Espiras

3.55, 3.57e 3.58. Calc

io, para uma saída de 1200V, obtivemos N

= ( 8 + 8 ) espiras e N

= 800 espiras,

amente. Esses resultados também conferiram

Levando em consideração o efeito pelicular, que causa uma red

máx

= 2 . ∆ (4.20)

onde

5,7

=∆

(4.21)

máx

é o diâmetro do condutor

é a freqüência de trabalho

105

netração especificada, considerando a temperatura do

condutor de 100°C.

devido ao efeito pelicular, deve-se utilizar um

condutor com diâmetro de até 0,106 cm.

áxima densidade de corrente admitida

para garantir a condução da corrente

especific

∆ é a profundidade de pe

Logo, para se evitar perdas

O cálculo da bitola necessária depende da m

no condutor. A área do fio condutor necessária

ada é dada por

fio

máx

eficaz

(4.22)

onde

eficaz

é a corrente eficaz (estimada um pouco maior que a corrente nominal)

máx

é a densidade de corrente máxima selecionada para o condutor (390 A/cm

)

A bitol por

(4.23)

Assim, res do primário e do secundário são de 1,28 cm

7,7

-6

re bitolas dos condutores do primário e do secundário são

28 AWG e 49 AWG, respectivamente.

levação da temperatura,

deve-se u cobre a

são

do transf

as no tran orm

expressões 3.62 e 3.63 [36, 38]. Estimando as perdas do nosso transformador quando este

ts; 2mA) e utilizando os parâmetros do núcleo

Potcore 2616, as perdas totais no transformador foram estimadas em 0,09 Watts.

a do fio é calculada

WG= -4,2.ln (S

fio

)

as áreas dos conduto

spectivamente. As

Para reduzir as perdas no cobre, e conseqüentemente a e

tilizar um condutor de bitola maior. Como o diâmetro calculado do fio de

ser utilizado era muito pequeno e o enrolamento de um transformador de alta ten

envolve alguns cuidados especiais como por exemplo, o ótimo isolamento entre as

camadas, confiamos à empresa Technotrafo Ind. e Com. Ltda [69] a tarefa do enrolament

ormador (após consulta em que foi feita a verificação dos cálculos em relação às

especificações do projeto do transformador).

4.7.3 Cálculo das Potências nos Elementos Magnéticos

As perd sf ador podem ser determinadas empregando-se as

estiver alimentando um PMT (1900 Vol

106

A eficiência E

de um transformador [35,36] é expressa da seguinte forma:

(4.24)

erdas no cobre e no núcleo. Normalmente é assumido que uma

ótima eficiência ocorrerá quando as perdas forem iguais [35]. Na prática, a distribuição

ima efic ncia, epend do m l núcl

uência de operação. A eficiência do nosso transformador dado pela expressão

(4.24), fo

4.7.4 leo

preciso q

té

(4.25)

ot Core 2616, temos que W

= 0,384 cm

e R

th núcle

= 33

C/ W. As perdas totais no transformador estão estimadas em 0,09 Watts,

ue é responsável pela elevação da temperatura do núcleo de 2,7 °C. Este valor é

s limites de

funciona

Uma ótima eficiência ocorrerá quando as perdas no cobre e no núcleo estiverem

minimizadas. Em termos gerais, para se conseguir a máxima eficiência deve se manter um

ótimo balanço entre as p

igual das perdas para a máx iê d e ateria do eo, da geometria e

da freq

i de 98%.

A Temperatura do Núc

Para estimar a elevação da temperatura pelas perdas nos elementos magnéticos, é

ue se saiba o valor da resistência térmica do núcleo de ferrite. Esta resistência

rmica pode ser obtida, conforme a expressão apresentada:

th núcleo

= 23 (W

. A

)

-0,37

A elevação da temperatura no componente magnético pode então ser estimada por

)( núcleocunúcleo PPT +=∆

th núcleo

(4.26)

É aconselhado trabalhar com ferrite a uma temperatura aproximada de 80

temperatura no qual obtemos o melhor desempenho do material.

Utilizando os parâmetros do núcleo P

considerado mais que satisfatório, já que esse cálculo já prevê situaçõe

mento que não serão estabelecidos.

107

4.8

O Dimensionamento do Multiplicador de Tensão

HVout

.2uF / 1600V

Z25UF

Fig.4.6 – Secundário retificado com duplicador e filtrado por capacitores.

A figura 4.6 mostra o esquema básico do circuito duplicador em onda completa

utilizado no projeto. Ele possui uma freqüência na entrada do filtro igual a duas vezes a

freqüência de chaveamento e o cálculo do filtro é baseado na corrente e na tensão de

ondulação ara a carga. De acordo com a disponibilidade do material que

capacitores de até 0,2µF. Com isso, a

ondulação esperada é de 0,25 V

que ainda é alto para os nossos propósitos. Por isso que

resolvem

4.9 O Filt d

relação sinal/ruído nas saídas das fotomultiplicadoras depende diretamente da

ondulaçã

a carga deve ser bem maior que o período de chaveamento dos transistores, pois caso

contrário a tensão de saída terá uma grande variação durante a carga de cada capacitor.

ente de baixo valor e a

tensão di

acitor, garantindo uma determinada ondulação

e tensão na saída . O calculo do R

é dado por:

=∆V

/∆I

(4.27)

onde

∆V

representa a ondulação de tensão no capacitor de saída do filtro

requeridos p

possuímos no mercado nacional, utilizamos

os colocar mais um filtro na saída.

ro de Saí a

o da fonte de alta tensão. A constante de tempo formada pelo capacitor de saída e

Utilizamos para o cálculo aproximado do filtro as equações da referência [56]

Os capacitores comerciais para alta tensão são geralm

reta máxima que devem suportar é dada pela máxima tensão de saída. Apresentam

também uma resistência interna não nula, cujo efeito é predominante na ondulação de

tensão na carga. Assim, o capacitor de filtragem deve ser definido pela sua resistência

interna, conhecida como R

(resistência série equivalente) e que possui um valor máximo

permitido para esta resistência interna no cap

∆I

representa a ondulação máxima de corrente

108

omo um único capacitor comercial não atendeu as necessidades de filtragem, foi

feita uma associação de capacitores em paralelo, perfazendo o valor de 50nF/4000V. Os

capacitores utilizados possuem o dielétrico de polipropileno, baixo R

(0,02Ω) e excelente

capacidade de operar em alta freqüência.

4.10 A Esco

s a tensão de pico do secundário. A corrente

ue o diodo suporta é outra característica que deve ser levada em conta. O diodo escolhido

25UF do fabricante Voltage Multiplier [58], cujas

características principais encontram-se no apêndice 5.

lha dos Diodos

Na escolha dos diodos levamos em consideração especificações como a

capacidade de trabalhar em altas freqüências, o tempo de recuperação reverso T

, a alta

tensão reversa e a corrente de pico reverso I

O tempo de recuperação reverso T

(reverse recovery time) é definido como o

menor tempo necessário para que o diodo adquira novamente a capacidade de bloqueio, ou

seja é o tempo que ele leva da condução ao estado de corte. Os diodos devem suportar uma

alta tensão reversa no mínimo de duas veze

após algumas pesquisas foi o Z

No diodo as perdas por condução ocorrem devido à presença de sua polarização

direta, já que ele necessita de um nível de tensão para entrar em condução.

Dcond =

. I

dmédio

(4.28)

Onde I

dmédio

é a corrente direta média no diodo

As perdas por comutação no diodo ocorrem durante o período de bloqueio devido

ao efeito da corrente de recuperação reversa.

rrrrD

D tIV

P com ⋅⋅= .

(4.29)

onde

é a corrente de recuperação reversa;

é o tempo de recuperação do diodo;

é a tensão reversa sobre o semicondutor.

As perdas to o re

as por comutação e o valor encontrado para os dois diodos foi de 30mW.

tais no diodo são sultado da soma das perdas por condução com

as perd

109

stão relacionadas aos semicondutores e ao

transform é expresso pela equação (4.30) [52]:

4.11 A Eficiência da Fonte

A eficiência foi calculada para as piores condições: saída a 1900Volts/ 2mA

(3,8W) e com 11Volts de entrada. A eficiência passa primeiro pela determinação das

principais perdas do circuito, que e

ador. O cálculo da eficiência

= Potência de saída

= Potência de saída_____________ (4.30)

rsor CC/CC e o ciclo de trabalho máximo

são 80%

ois MOSFETs em 180mW. Como o

transform

)

8 ) = 0,09W

A perda estimada nos outros componentes do circuito, como o circuito integrado,

amplificador operacional, resistores, grampeadores e lay-out foi de 0,65 W.

a de saída mais as perdas estimadas para

todo o ci ncia da fonte, estimando agora em 1 Watt

as perdas nos outros componentes do circuito, os que o rendimento para as piores

condições, f

tência de entrada Potência de saída + Perdas do circuito

Para o Push-Pull, a eficiência do conve

. A potência de entrada é calculada pela fórmula:

η = P

out

/ P

(4.31)

= 4,75W

Passando agora para o cálculo das perdas do circuito, com o conhecimento da

potência de entrada, a corrente no primário do transformador no pior caso é 0,5A.

Tomando-se o pior caso da corrente de entrada e o pior caso da perda de potência no

chaveamento (item 4.5), pôde-se estimar a perda nos d

ador foi especialmente projetado para ter o mínimo de perdas, estimamos sua

eficiência em 98%. A perda pode ser calculada por:

trafo

= P

in trafo

(1- η (4.32)

trafo

= ( 4,75 W – 0,4 W ) ( 1 – 0,9

As perdas obtidas nos diodos são dadas por :

diodos

= 0,03 W

L go a potência total, que é a potêncio

rcuito, é de 4,75W. Conferindo a eficiê

constatam

oi de 74%.

110

(R3) no valor

máximo e ajustando-se o valor da tensão de saída em 1900V, através do trimpot de

4.12.2 Controle da Tensão de Saída

4.12.3 Ajuste da Fre üên ção

odelo do item 3.6.2.1 e das medidas

práticas pode ser caus

4.13

as de onda de

maior relevância são apresentadas, onde se

4.12 Ajustes Internos

Os ajustes a que se refere esta seção são feitos em laboratório.

4.12.1 Ajuste da Tensão Máxima

O ajuste da tensão de saída é feito colocando-se o potenciômetro

alimentação da tensão de saída (R10).

É feito através do potenciômetro do circuito (R3), que faz o controle da tensão de

saída, que pode variar de 1700 a 2300V.

q cia de Opera

É realizado através do trimpot (R5). Após ajustarmos a tensão de saída em

1900V, a frequência é modificada pelo trimpot observando o consumo de corrente do

circuito. Quando a freqüência de ressonância do transformador for atingida, um melhor

balanço entre as perdas no chaveamento e no transformador deve ser alcançado e o

consumo da fonte será mínimo. O valor da freqüência ficou em torno dos 10kHz. A

diferença entre os valores da frequência obtidos do m

ada pela não idealidade dos componentes do circuito.

Resultados de Simulação

A seguir serão apresentados os resultados de simulação digital com o programa

Pspice com o objetivo de verificar o funcionamento do UCG3525. As form

pode observar o bom funcionamento do

circuito.

Figura 4.7 – Esquema elétrico do circuito

empregado na simulação.

Primeiramente são apresentadas as figuras 4.8,4.9 e 4.10 que mostram as formas

de onda da saída do oscilador e das saídas do SG3525.

Figura 4.8: Oscilador do SG3525.

Figura 4.9: Oscilador e Saída B do SG3525.

111

Figura 4.10: Saídas do SG3525.

Apresentamos na figura 4.11 (a,b,c,d) as formas de onda obtidas quando fixamos

a tensão de referência do SG3525 em 2.5V (pino2) e variamos a tensão de erro (pino1)

para podermos verificar o funcionamento das saídas do C.I., com ciclos de trabalho

diferentes.

(a)

(b)

(c)

112

113

(d)

Figura 4.11: Formas de onda do oscilador e da tensão nas saídas do SG3525 para diferentes tensões de

erro: a) V

erro

=1v; b) V

erro

=2V; c)V

erro

=2.5V; d) V

erro

=3V

4.14 Conclusão

m função dos parâmetro do p dimensionados os elementos do

circuito que compõem a fonte de alta tensão. Foi escolhido o dispositivo de chaveamento,

dimensionado o transformador seguindo uma metodologia, calculada as principais perdas

do circuito conversor, estimada a eficiência para o pior caso e simulado com o software

PSpice o funcionamento do PWM do SG3525.

No capítulo 5 são apresentados os resultados experimentais obtidos a partir da

implem ntação do protótipo constr ído, baseado nas especificações apresentadas neste

capítulo.

E s rojeto, foram

e u

114

Capítulo 5

O Protótipo Implementado e os Resultados

Exper

Após terem sido concluídos testes preliminares da fonte, chega-se enfim, à

, montado numa placa de circuito impresso. Mostram-se a seguir

os result

ura 5.2. O circuito usa em sua maioria

compo

imentais

realização de um protótipo

ados experimentais que visam a validação de todo o projeto realizado. Foram

realizados diversos ensaios com diferentes cargas e tensões de entrada e são ainda

apresentadas as principais formas de onda obtidas nos ensaios e a curva do rendimento.

Na figura 5.1 é apresentado o diagrama esquemático da fonte; a foto do protótipo

montado em laboratório é apresentada na fig

nentes comuns e de baixo custo.

Figura 5.1 – Diagrama esquemático da fonte de alta tensão.

Figura 5.2 – Foto do protótipo desenvolvido.

Neste primeiro protótipo, os circuitos de proteção de sobrecorrente e sobretensão

não foram implementados, devido à falta de alguns componentes no mercado. Também

não houv

Relatamos a seguir uma série de medidas e resultados obtidos no processo de

caracterização e utilização da fonte, em que o funcionamento do protótipo foi verificado

para várias situações, baseado nos procedimentos de testes realizados por fabricantes

especializados em fontes de alta tensão [62].

5.1 Ensaios em Bancada

Os ensaios com a fonte de alta tensão foram realizados no Laboratório de

Eletrônica do CBPF e os equipamentos utilizados nas medidas para caracterização da fonte

de alta tensão foram os seguintes:

• Fonte estabilizada de bancada ( DAWER FSCC-3005D) que alimenta a

fonte de alta tensão com 12 Volts, simulando a bateria.

• Multímetro Digital ( ANALOG M3525), para medida da corrente consumida

pela fonte de alimentação que simula a bateria e que fornece os 12 Volts

para a fonte de

e uma preocupação maior com a otimização dos componentes podendo isso ser

feito em um projeto futuro.

alta tensão;

115

116

• Multímetro Digital (DIATRON MC-27) para medida da alta tensão de saída;

• Osciloscópio digital com duplo traço (TEK TDS1012 100MHz) para

medição da ondulação de saída;

A bancada com a instrumentação é mostrada na figura 5.3. O diagrama de blocos

da instrumentação utilizada é apresentado na figura 5.4 .

Figura 5.3 – Protótipo na bancada de testes.

Figura 5.4 – Diagrama de blocos da bancada de testes.

os visualizar a ondulação de saída; e a

outra saída serve p

isso um divisor de tensã o divisor de tensão

deve ter u

medidas. O acrés

20µA

Para as medidas de ondulação de saída e tensão de saída utilizamos o esquema da

figura 5.5 em que foram adicionadas à fonte de alta tensão duas saídas: a primeira se

destina a ligar o osciloscópio de modo a poderm

ara ler a alta tensão, com um valor 1000 vezes menor, utilizando para

o. O instrumento utilizado para medir a saída d

ma alta impedância para minimizar a possibilidade de introduzir erros nas

cimo deste circuito, fez com que a corrente de consumo aumentasse de

Figura 5.5 - Esquema para medir o ripple e a tensão de saída.

5.1.1 Ensaio com Carga Resistiva

O objetivo deste ensaio foi verificar a regulação da tensão de saída com a carga,

assim como o consumo de corrente da fonte e o ripple da tensão de saída operando a

temperatura de 25°C. Primeiramente verificamos diretamente no tanque protótipo do

Auger, o valor da tensão aplicada e o consumo da corrente da base junto com a

fotomultiplicadora e encontramos um consumo de 2mA para os 1900V aplicados pela

fonte de alta tensão local (Ortec, mod 556).

Foi então simulada a carga desejada com resistores ligados diretamente na saída

da fonte. Já que a carga estim ir 2mA em 1900V (3.8 Watts), simulamos

essa corrente com um Ω através da associação de resistores de 1

Watt com tolerância de 10%, conforme o esquema da figura 5.6.

ada deve consum

a carga resistiva de 950k

Fig.5.6 – Ligação da carga simulada na fonte.

A montagem para os ensaios foi feita conforme as figuras 5.4 e 5.5.

Testamos a regulação estática da linha, que é a medida da capacidade da fonte de

alimentação em manter uma tensão de saída constante, quanto à variação da tensão da

entrada [62].

Utilizamos uma carga simulada de 2mA e fixamos a entrada em 12 Volts e a

saída em 1900 Volts. Em seguida, simulamos variações na tensão de entrada respeitando

117

118

um intervalo de 30 minutos para cada leitura, após a variação da tensão de entrada, e

observamos os resultados medidos no amperímetro, no monitor de tensão e no osciloscópio

digital, como mostra a tabela 5.1. A fonte trabalha dentro da faixa de tensões de

alimentação de 11V a 13,5V com uma regulação de linha em torno de 0,1%.

Na figura 5.7 estão mostradas as formas de onda do ripple. Nas especificações

da fonte do detetor de superfície do Auger é utilizado o fator de ondulação r (fator de

. Por isso calculamos também o fator de

ripple), para especificar a ondulação da fonte

ondulação de nossa fonte, que é dado pela fórmula:

r = V

rms

/ V

saída

(5.1)

Tabela 5.1 – Característica da fonte com a carga simulada para 2mA com variação da tensão de entrada.

Tensão de

Alimentação

(V)

Tensão de

Saída

(V)

Corrente

Consumida

(mA)

Tensão de

Ripple

(mV

)

Tensão de

Ripple

(mV)RMS

Fator de

Ripple

Potência

Consumida

(W)

11 1898 480 11.6 4.1 2,18 x10

-6

5.28

11.5V 1899 452 13.6 5.5 2.90 x10

-6

5.17

12V

-6

1900 376 23.6 2.7 1.44 x10 4.51

13V 1902 340 24.0 4.1 2.16 x10

-6

4.42

13.5V 1903 340 27.2 3.0 1.58 x10

-6

4.59

Na figura 5.8 podemos observar o comportamento do

PWM quando a tensão de

entrada foi colocada de 10 Volts até 13 Volts. A largura do pulso tende a aumentar a

medida que a tensão de entrada diminui (bateria descarregando), o que comprova o seu

correto funcionamento.

A figura 5.9 mostra as formas de onda encontradas para uma entrada com 13

Volts: a) Em uma das saídas do PWM, b) Nas duas saídas do PWM e c) entre os

enrolamentos primários do transformador (drenos dos MOSFETs) e utilizando um snubber

colocad os de tensão nas extrem ades dos pulsos. Nota-se em CH3

ntido um nív parte do período.

ima do valor

máximo

o para diminuir os pic id

que é ma el de tensão nulo sobre a carga durante

Um fino pulso de sobretensão de aproximadamente 50 volts ac

é produzido possivelmente devido às indutâncias parasitas do lay-out do circuito.

Figura 5.7 – Forma de onda do ripple para tensão

de entrada de 11,5V e carga

simulada de 2mA.

A se ir, te carg ant

const

Va tão tiliz a e o

resistor de 950k tos f a e 3,5

regul ção es ca da a, m endo a tensão da entrada gu stamos a a táti

ante em 12 V e a tensão na saída em 1900 V, com uma corrente de carga de 2mA.

riamos en a carga na saída, u ando a base da PMT como carg de 1,5mA

Ω, jun azendo um carga d mA.

Figura 5.8 – Saída do PWM para entrada: de 10V (ch1),

12V (ch2), 12,5V (ch3) e 13V

119

Figura 5.9 – Saídas do PWM: saída1 (ch1), saída 2 (ch3) e

no enrolamento do primário (ch2) p/ Vin= 13Volts.

120

Observamos a mudança na tensão de saída lendo no monitor de tensão, como

mostra a tabela 5.2. Reajustando-se a tensão de realimentação e a tensão de referência,

corrigimos a saída para a tensão de 1900V para as condições de correntes desejadas.

Visualizamos na figura 5.10, a forma de onda de saída do PWM, para a mudança

da carga de 1,5mA para 2mA. Com o aumento da corrente, o ciclo de trabalho aumentou.

Quanto mais corrente extraírmos de uma fonte chaveada maior será o seu ciclo de trabalho.

bela 5.2 –Variação da alta tensão com

Corrente Tensão de

a carga para tensão de entrada fixa em 12V.

na Carga saída (V)

3,5mA 1896

2 mA 1900

1,5 mA 1904

Figura 5.10 – Saída do PWM: CH1) p/

carga de 1,5mA e CH2) 2mA.

5.1.2 Ensaio com a Base da Fotomultiplicadora

Neste ensaio utilizou-s ra similar à utilizada no

tanque protótipo e cuja corrente de consumo medida foi de 1,6 mA em 1900V. Os valores

encontrados estão na tabela 5.3. A figura 5.11 ilustra o ripple da fonte.

Tabela 5.3 – Ensaio com a base da fotomultiplicadora.

Tensão de

Alimentação

(V)

Tensão de

Saída

(V)

Corrente

Consumida

(mA)

Tensão de

Ripple

(mVpp)

Tensão de

Ripple

(mV)RMS

Fator de

Ripple

Potência

Consumida

(W)

e uma base de fotomultiplicado

11 1898 390 12,8 2.7 1.46 x10

-6

4.29

11.5V 1899 370 13.6 3.8 2.01 x10

-6

4.25

12V 1900 360 16.0 4.5 2.36 x10

-6

4.32

13V 1902 350 26.0 9.8 5.12 x10

-6

4.55

13.5V 19 0

-6

4.45 03 330 28.0 11.1 5.95 x1

121

igura 5.11 – Forma de onda do ripple da fonte F

5.2 Ensaio com a Base e a Fotomultiplicadora no Tanque

Protótipo

Este teste permitiu verificar o sinal proveniente do PMT do tanque, o consumo, a

ondulação de saída e a estabilidade da fonte protótipo no tanque de testes, que está

localizado no Laboratório de sistemas de Detecção - LSD. Montamos então o arranjo

mostrado na figura 5.12. Este arranjo utilizou no lugar da fonte de alta tensão comercial

(ORTEC, mod. 556), a fonte protótipo e uma fonte de bancada (ICEL, mod. PS-5000) que

simulou a bateria, já que não tínhamos nenhuma disponível para alimentar a fonte de alta

tensão, na ocasião dos testes. Os valores encontrados estão na tabela 5.4.

com a base do PMT alimentado.

Fig rran par ação d to

da fo o no tanque.

ura 5.12 – A jo montado a a verific o funcionamen

nte protótip

122

Tabela 5.4 – Ensaio com a base e a fotomultiplicadora no tanque.

Tensão de

Alimentação

(V)

Tensão de

Saída

Corrente

Consumida

(mA)

Tensão de

Ripple

(mVpp)

Tensão de

Ripple

(mV)RMS

Fator de

Ripple

Potência

Consumida

(W)

(V)

11 9.4 x10

-7

4.51 1898 410 12.0 1,79

11.5 1899 1.22 x10

-6

4.48 390 16.8 2.33

12 1900 376 18.0 4.41 2.31 x10

-6

4.51

13 1902 350 20.4 4.72 2.46 x10

-6

4.55

13.5 1903 335 26.2 5.23 2.72 x10

-6

4.52

iodos, PWM e o

circuito de monitoramento da tensão de saída.

Na figura 5.13 é apresentada a curva do rendimento da fonte de tensão para 4

correntes de carga diferentes e tensões de entrada e saída fixas em 12 Volts e 1900 Volts

respectivamente. Observa-se que para a corrente de carga nominal de 2mA, o rendimento

do conversor é de 84%.

Os resultados encontrados no ensaio feito acima, exprimem uma baixa tensão de

ondulação e um baixo consumo da fonte. O ciclo de trabalho cairá para aumentos da tensão

de entrada, resultando em uma menor corrente consumida, uma baixa perda de potência no

chaveamento e um aumento na eficiência. Verificando a eficiência da fonte, constatamos

que o rendimento quando alimentamos a fonte com 11 volts, ficou em torno dos 80%, o

que se aproxima dos cálculos do item 4.11 do capítulo 4, em que foram consideradas as

perdas no circuito amaciador (snubber), no transformador, MOSFETs, d

Figura 5.13 – Gráfico do rendimento para diferentes cargas.

Figura 5.14 – Gráfico do rendimento para tensões de entrada diferentes.

Na figura 5.14 é apresentado o gráfico do rendimento para diferentes tensões de

entrada e tensão de saída constante de 1900 Volts. Observa-se que quando a tensão de

entrada é mínima (11V), o rendimento da fonte cai com o aumento da corrente, pois com o

aumento desta, há um aumento das perdas nos chaveadores, grampeadores e também nos

enrolamentos do transformador.

5.3 Estabilidade ao Longo do Tempo

Para verificarmos a estabilidade da fonte, realizamos três medidas em diferentes

laboratórios do CBPF.

123

124

No primeiro ensaio, realizado no Laboratório de Sistemas de Detecção,

alimentamos a fonte de alta com uma tensão constante de 12 Volts, proveniente da fonte de

bancada e fixamos a tensão de saída em 1900Volts, que ficou conectada diretamente no

PMT do tanque, nas condições reais de trabalho, pelo período de 96 horas. Observamos

então, a resposta dinâmica da tensão de saída e a estabilidade da fonte, que se manteve em

± 0,1% para uma temperatura constante de 25°C. A corrente de entrada foi monitorada e o

consumo acompanhou a variação da fonte nos mesmos ± 0,1%.

No segundo ensaio, agora no Laboratório de Eletrônica da CAT, observamos a

regulação da corrente de saída. Neste ensaio, que teve duração de 28 horas, mantivemos a

alimentação de entrada constante em 12 Volts, a tensão de saída em 1900 V e colocamos

uma carga de 950kΩ de m termos uma corrente de 2mA na saída, que foi monitorada

por um amperímetro. A tensão de saída e a corrente de saída se mantiveram em ± 0,1%, à

uma temperatura na faixa dos 21° C.

Realizamos o terceiro teste de estabilidade no Laboratório de Instrumentação e

Medidas, em que monitoramos a tensão de saída utilizando um multímetro digital,

conectado ao microcomputador via interface GPIB e software LABVIEW, fazendo leitura a

cada 10 segundos. A fonte permaneceu ligada por 14 horas e a tensão de saída se manteve

em torno dos ± 0,1%. As figuras 5.15 e 5.16 ilustram os gráficos da tensão de saída em

função do tempo para a primeira hora e ao longo das 14 horas de funcionamento

respectivamen

odo a

te.

Figura 5.15 - Gráfico da estabilidade da fonte na primeira hora de funcionamento.

Figura 5.16– Gráfico da estabilidade da fonte no período de 14 horas.

5.4 Ensaios no Laboratório de Correlação Angular

Este teste teve como objetivo viabilizar o uso da fonte de alta tensão em

aplicações de espectroscopia gama e possivelmente em medidas de correlação angular. Foi

montado então um arranjo experimental típico para a obtenção do histograma do espectro

de energia de uma fonte radioativa de

Na, depositada em um cintilador de NaI (TI). Esse

experimento foi repetido várias vezes e depois comparado com outras medidas, agora

utilizando uma fonte comercial.

Diferenças muito acentuadas entre os espectros principalmente na contagem dos

pulsos de energia e deslocamento do espectro são indicadores de instabilidade no sistema

como um todo, que podem vir a ser provenientes da fonte de alta tensão.

5.4.1 Instrumental

Montamos então um arranjo experimental típico para a detecção de radiação

gama, que é mostrado no diagrama de blocos da figura 5.17 e o mesmo constitui um

sistema básico de espectroscopia gama. Os equipamentos utilizados foram os seguintes:

• Fonte de bancada do Laboratório de Eletrônica- CAT que simulou a bateria;

• Cristal cintilador de NaI (TI) e fotomultiplicadora;

• Módulo amplificador Ortec 451;

125

126

• Analisador Multicanal ( placa conectada dentro do microcomputador) ;

• Microcomputador PC, com o software para rodar o programa de aquisição

de dados.

Figura 5.17 – Diagrama de blocos do sistema de espectroscopia gama com NaI (TI).

Quando a radiação entra no detector cintilador, este emite fótons quando excitados

pela passagem de partículas carregadas. A quantidade de fótons é aproximadame

proporcional à energia depositada pela radiação incidente detectada. O tubo

ontém a

informação da energ

áfico da altura dos pulsos, que representam

a energia do

Se a tensão de alimentação variar, a distribuição das alturas dos pulsos também se deslocará

dos pulsos de

a dentro de um determinado período de tempo. Portanto, a

distribuiç

tal

encontra-s a

nte

fotomultiplicador detecta os fótons e fornece pulsos de tensão cuja amplitude c

ia recebida e a quantidade de fótons. Estes pulsos são tratados e

condicionados em módulos de eletrônica padronizados chamados de NIM (Nuclear

Instrumentation Modules) que se encaixam em bastidores especiais que os alimentam.

O multicanal realiza a análise da altura do pulso, convertendo um sinal analógico

(tensão) em um número digital equivalente (número do canal). Um programa de

computador associado ao multicanal realiza o gr

s raios gama. O eixo das abscissas destes gráficos indicam a altura do pulso

que representa a carga ou o pulso de tensão (corrente) produzido pelo grupo de elétrons, e

é proporcional ao ganho do PMT , tornando-se uma função da alta tensão aplicada no PMT.

ao longo do eixo das ordenadas. O eixo das ordenadas representa a contagem

saída com uma certa altur

ão dos pulsos varia com o tempo ou com o número de fótons incidentes na direção

superior do eixo das ordenadas.

Uma descrição mais detalhada dos diversos componentes do aparato experimen

e n referência [25].

127

5.4.2 M d

Utilizando o dispositivo experimental esquematizado na figura 5.17, com a fonte

protótipo alimentando o PMT, foram feitas medidas repetidas do espectro de emissão de

uma fonte de sódio

Na, com um tempo de contagem suficiente para determinar a posição

do pico de energia de 0,511 MeV. A fonte foi monitorada e fixa em 1900 Volts. A

temperatura ambiente permaneceu em torno dos 20°C. Todos os espectros obtidos foram

similares, sendo que a posição do pico de energia ficou entre os canais 53 e 56. (o

multicanal foi programado para 512 canais). A fonte se mostrou estável durante todo o

período da experiênc

dos

tanto com

e idas e Resultados

ia.

Utilizando agora a fonte comercial (Fluke , mod. 415) que é geralmente utilizada

em experimentos de correlação angular, repetimos as medidas nas mesmas condições

anteriores. Não foi possível verificar com precisão a tensão de saída desta fonte, já que a

mesma não possuía nenhuma outra saída para monitoramento. A posição do pico de

energia localizou-se entre os canais 45 e 48. Nas figuras 5.18 (a) e (b) apresentamos uma

comparação entre os espectros em energia (alturas dos pulsos anódicos) obtidos com a

fonte de alimentação protótipo e a fonte comercial. Observamos que os resultados obti

a fonte protótipo quanto com a fonte comercial apresentaram espectros típicos do

Na. O pico referente a 0,511MeV é claramente observado e corresponde à captura da

energia total da radiação gama do

Na, e é conhecido como foto-pico. Estes resultados

ilustram a qualidade de desempenho da fonte protótipo.

A resolução de energia de um detector é definida como [25]:

r =

∆

E / E

(5.2)

onde

∆

E é a largura à meia altura da distribuição dos valores assumidos pela energia

medida, e E

é o valor mais provável da energia . As quantidades

∆

E e E

são extraídas

dos espectros em energia. A resolução de energia da combinação cintilador-PMT,

utilizando tanto a fonte protótipo como a fonte comercial ficou em torno de 22 %.

(a)

(b)

Figura 5.18 – Gráficos dos espectros da fonte

mercial

confiam s no valor de tensão que foi ajustado no painel, já que, nesta fonte, a tensão de

saída não pôde ser monitorada.

Quanto à fonte protótipo, devemos levar em conta que ela está sendo alimentada

por uma fonte de bancada de 12 volts substituindo a bateria. Qualquer ruído proveniente

desta fonte de bancada, se refletirá na fonte de alta tensão.

Na para (a) fonte protótipo e (b) fonte comercial

Foram notadas pequenas diferenças entre os espectros que podem ser atribuídas

tanto à alta tensão da fonte comercial como à do protótipo. Para a fonte co

128

129

Com estes testes, ficou assegurado que a fonte de alta é também adequada para ser

utilizada em medidas de espectroscopia de radiação gama e possivelmente correlação

angular.

5.5 Autonomia

A equação abaixo mostra como calcular o tempo de autonomia teórico da bateria.

Para o pior caso, que é quando a bateria estiver com 11 Volts (0,5A) de acordo

com a tabela 5.1 e supondo que a bateria utilizada seja de 56 A h, temos então:

Tempo = ( A h) / Corrente

(5.3)

Tempo = (56 A h) / 0,5 A = 112 horas

5.6 Ensaios com o Transformador

Para se obterem os parâmetros do transformador são necessários ensaios em vazio

e em curto-circuito. Os testes a vazio têm o objetivo de determinar parâmetros como a

indutância de magnetização e a relação entre o número de espiras. Já os testes de curto-

circuito determinam parâmetros como a indutância de dispersão e as capacitâncias entre

enrolamentos e distribuída.

Para o levantamento dos testes foi utilizada um medidor RLC (HP mod. 4262A)

5.6.1 Testes a Vazio

O ensaio em vazio é um importante ensaio realizado nos transformadores, pois

através dele se determinam a corrente em vazio e sua porcentagem da corrente nominal

como também as perdas no transformador. Estes são importantes parâmetros, pois,

transformador leo,

ário. Os valores medidos na ponte corresponderão

aproxima

es com valores excessivos de corrente a vazio e de perdas no núc

sobrecarregam os sistemas elétricos desnecessariamente

A) Medida da Indutância Total do Primário:

Com a ponte ajustada para medir indutância, conectam-se os terminais da ponte

diretamente nos enrolamentos do prim

damente à indutância total do primário. Foi medida uma indutância de 3,42 mH.

A indutância total medida no secundário do transformador foi de 7,84H.

130

B) M

Relação = V

pri

/ V

sec

= N

pri

/ N

sec

(5.4)

67,7 e que

conferiu

5.6.2 T stes de Curto-Circuito

A) Medida da Indutância de Dispersão do Primário

edida da relação entre o número de espiras

Aplica-se uma tensão AC no primário do transformador e mede-se a tensão AC no

secundário

(Relação) = L

pri

/ L

sec

(5.5)

Utilizando-se a equação 5.5 obtivemos a relação de espiras de 1/

com o determinado no capítulo 4, item 4.7.2.

A medida da indutância de dispersão foi feita colocando-se em curto o

secundário do transformador e depois mediu-se a indutância no primário do transformador

por meio da ponte RLC, conforme é mostrado na figura 5.19 [63]. O valor medido foi de

6,7µH.

Figura 5.19 - Circuito para medir a indutância de dispersão.

B) Medida da Capacitância Entre os Enrolamentos

A capacitância entre os enrolamentos é medida curto-circuitando-se o

enrolamento do primário, curto-circuitando-se o enrolamento do secundário e conectando

entr ra para medir capacitância conforme

ostra a

e a entrada e a saída a ponte RLC ajustada ago

m figura 5.20. O valor encontrado foi de 35pF [63].

Fi mentos.

C) Medida da Capacitância Distribuída

sformador (3,4mH), utilizando uma

freqüência reduzida (1kHz) para minimizar a influência da capacitância, considerando-se

m seguida pode-se determinar a freqüência de

essonância através da resposta em freqüência da entrada do transformador operando com o

ressonância e a da indutância de

magnetiz

D r m

A capacitância distribuída estimada para a ressonância (12,2kHz), ficou em torno

de 21,7pF no secundário, ou refletida no primário 99,5nF.

gura 5.20 - Circuito para medida da capacitância entre enrola

Uma das maneiras de se medir a capacitância distribuída é determinando

primeiramente a indutância de magnetização do tran

desprezível a indutância de dispersão. E

secundário aberto. Com os valores da freqüência de

ação, pode-se determinar a capacitância distribuída pela equação 5.6. Aplica-se

então a fórmula [64]:

= 1 / {( 2Π.F )

. L } (5.6)

131

132

CONCLUSÃO

esenvolvimento, a construção e os resultados

prelimina

As medidas om ca

PMT per

endimento global de cerca de ≈

%. Contribuiu muito para isso, o uso do C.I. dedicado para conversores. Além disso, a

rtabilidade da fonte garante a aplicação em experimentos de campo.

A fonte também foi testada em um experimento de espectroscopia no Laboratório

Correlação Angular em que comparamos os resultados das medidas com uma fonte de

lta tensão comercial e os resultados corresponderam às expectativas.

A otimização do consumo da fonte foi conseguida variando-se a freqüência de

peração do C.I. até alcançarmos a freqüência de ressonância do transformador, onde as

erdas no transformador são menores.

A complexidade do circuito ficou restrita ao mínimo indispensável, onde utilizou-

a maioria dos componentes populares e de baixo custo, de modo que a manutenção do

quipamento seja também fácil e rápida.

Pode-se concluir que a fonte de alta tensão desenvolvida neste trabalho apresenta

aracterísticas satisfatórias, podendo ser utilizada tanto no âmbito da pesquisa fundamental

uanto didático em laboratórios de física experimental.

Foram apresentados os estudos, o d

res de uma fonte de alta tensão desenvolvida no Laboratório de Eletrônica do

CBPF e que alcançou plenamente seus objetivos.

Foi projetado e construído um protótipo, cujas medidas de caracterização foram

apresentadas no Capítulo 5, juntamente com os resultados experimentais, que mostram que

a fonte atende às especificações de projeto e está perfeitamente qualificada para alimentar

os PMTs do tanque de testes do CBPF. Este fato foi comprovado, quando ligamos a fonte

no tanque e realizamos testes de estabilidade e monitoramento do consumo e do ruído da

fonte a plena carga.

de caracterização realizadas c rgas simuladas e com a base do

mitiram determinar as características principais do conversor: baixo ruído, alta

estabilidade, baixo consumo, excelente regulação e um r

133

rabalhos Futuros

ste projeto pode ser aprimorado com pequenas melhorias

ue podem ser feitas na fonte com o objetivo de explorar melhor as potencialidades do

o mais versátil, como por exemplo:

;

ponentes miniaturizados;

A título de perspectiva, e

equipamento tornando-

1 - A possibilidade de inversão da polaridade da fonte. Esta alteração já está

sendo estudada e atenderia a outros tipos de experimentos que necessitem uma fonte de

alimentação positiva e com características semelhantes

2 - Criação da interface com o computador para o monitoramento das leituras das

tensões e correntes de entrada e saída;

3 - Implementação digital de toda a lógica de modulação e controle, por meio de

microcontroladores;

4 - Optimização do lay-out, aperfeiçoando a imunidade a ruídos;

5 - Utilização de com

6 - Estudo da redução da ondulação de saída, através da utilização de filtros mais

eficientes.

134

Refe

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