( PDF ) Contribuições ao controle eletrônico inteligente de reguladores de tensão para sistemas de distribuição de energia em 13,8 kv

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UNIVERSIDADE FEDERAL DE UBERLÂNDIA

CENTRO DE CIÊNCIAS EXATAS E TECNOLOGIA

PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

CONTRIBUIÇÕES AO CONTROLE ELETRÔNICO

INTELIGENTE DE REGULADORES DE TENSÃO PARA

SISTEMAS DE DISTRIBUIÇÃO DE ENERGIA EM 13,8 KV

RODRIGO RIMOLDI DE LIMA

JULHO

2007

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UNIVERSIDADE FEDERAL DE UBERLÂNDIA

CENTRO DE CIÊNCIAS EXATAS E TECNOLOGIA

PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

CONTRIBUIÇÕES AO CONTROLE ELETRÔNICO

INTELIGENTE DE REGULADORES DE TENSÃO PARA

SISTEMAS DE DISTRIBUIÇÃO DE ENERGIA EM 13,8 KV

Dissertação apresentada por Rodrigo Rimoldi de Lima à

Universidade Federal de Uberlândia para obtenção do

título de Mestre em Engenharia Elétrica aprovada em

20/07/2007 pela seguinte banca examinadora:

Prof. Geraldo C. Guimarães, Ph.D. – UFU (orientador)

Prof. Aloísio de Oliveira, Dr. – UFU

Prof. Adélio José de Moraes, Dr. – UFU

Prof. Edimar José de Oliveira, Dr. – UFJF

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Dados Internacionais de Catalogação na Publicação (CIP)

L732c

Lima, Rodrigo Rimoldi de, 1980-

Contribuições ao controle eletrônico inteligente de regulado-

res de tensão para sistemas de distribuição de energia em 13,8

kV / Rodrigo Rimoldi de Lima. - 2007.

143 f. : il.

Orientador: Geraldo Caixeta Guimarães.

Dissertação (mestrado) – Universidade Federal de Uberlân-

dia, Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica.

Inclui bibliografia.

1. Energia elétrica - Distribuição - Teses. 2. Tiristores - Teses.

I. Guimarães, Geraldo Caixeta. II. Universidade Federal de Uber-

lândia. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. III.

Título.

CDU: 621.316

Elaborado pelo Sistema de Bibliotecas da UFU / Setor de Catalogação e Classificação

CONTRIBUIÇÕES AO CONTROLE ELETRÔNICO

INTELIGENTE DE REGULADORES DE TENSÃO PARA

SISTEMAS DE DISTRIBUIÇÃO DE ENERGIA EM 13,8 KV

RODRIGO RIMOLDI DE LIMA

Dissertação apresentada por Rodrigo Rimoldi de Lima à Universidade

Federal de Uberlândia como parte dos requisitos para obtenção do título de Mestre em

Engenharia Elétrica.

Aprovada em 20 de julho de 2007.

______________________________

Prof. Geraldo C. Guimarães, Ph.D.

Orientador

______________________________

Prof. Darizon A. de Andrade, Ph.D.

Coordenador do Curso de Pós-Graduação

“Porque o Senhor dá sabedoria; da sua

boca vem o conhecimento e a compreensão.

Ele tem ajuda para os virtuosos; Ele é escudo

para aqueles que vivem piedosamente. Para

guardar o caminho do justo e proteger o

caminho de Seus santos. Então compreenderás

a verdade e a justiça, e todos os seus bons

caminhos. Pois a sabedoria entrará em teu

coração, e o conhecimento será agradável à

tua alma. O discernimento te protegerá, e a

prudência te guardará.”

Provérbios 2:6-11

À minha querida esposa, Rejaine Alves de

Lima, e aos meus pais, Mauro e Rosângela.

AGRADECIMENTOS

À Deus, meu amado Senhor e supremo mestre, por sempre me munir de força, determinação,

alegria, perseverança, inteligência e tantas outras coisas. Indubitavelmente, sem o Senhor eu

não teria chegado até aqui.

À minha amada esposa e amiga, Rejaine Alves de Lima, pelo carinho, companheirismo e

compreensão que me amparam e cativam dia após dia. Bem-aventurado sou eu por ter uma

esposa como você.

Aos meus pais, Mauro e Rosângela, pelo amplo e diversificado investimento ao longo de toda

minha vida, e por jamais medirem esforços para que eu voe cada vez mais alto. As instruções

que recebi desde criança são responsáveis por aquilo que sou hoje. Eu tenho orgulho de ser

filho de vocês.

Aos meus irmãos, sogro e sogra, cunhada, cunhado e sobrinhos por fazerem parte da minha

história de vida e das minhas conquistas.

Aos meus pastores e amigos, Rubén e Imel, pelas instruções e orações regadas sempre com

muito carinho e devoção.

Ao coordenador dos projetos em que atuo, Aloísio de Oliveira, por ser instrumento de Deus

na minha vida e por acreditar e confiar sempre no meu trabalho. Acima de tudo, trabalhar com

o senhor tem sido uma experiência amplamente enriquecedora.

Ao meu orientador, Geraldo Caixeta Guimarães, pelo constante amparo e pela oportunidade a

mim concedida. Seu profissionalismo e bom humor são inspiradores.

À Universidade Federal de Uberlândia, através da Faculdade de Engenharia Elétrica, por

proporcionar uma formação diferenciada e o contato com um amplo e admirável universo.

Um agradecimento especial a todos os professores que fizeram ou que ainda fazem parte, de

alguma forma, da minha jornada pelos diversos conhecimentos compartilhados até aqui.

Aos amigos e colegas, pelos apoios concedidos de diversas formas e pelos agradáveis

momentos compartilhados dentro e fora do ambiente de trabalho.

À CAPES, pelo investimento e subsidio financeiro.

RESUMO

Lima, R. R. de, Contribuições ao Controle Eletrônico Inteligente de Reguladores de

Tensão para Sistemas de Distribuição de Energia em 13,8 kV, FEELT/UFU,

Uberlândia, 2007, 125p.

O desenvolvimento proposto neste trabalho excede à operação convencional até

então praticada por apresentar em seu dorso um circuito eletrônico microcontrolado

que atua sobre a carga do sistema por intermédio de 09 taps de regulação (02 de

abaixamento, 06 de elevação e o central) de modo totalmente independente e com

grande velocidade de resposta, posto que a regulagem foi procedida com tempo limite

de 04 ciclos da rede elétrica. Cada estágio de regulação proporciona uma variação de

5% sobre o valor nominal da tensão entregue à carga, estabelecendo um amplo

controle para valores entre 70% e 110% do sinal fornecido à mesma. A comunicação

desta com o módulo de controle mencionado é feita através de tiristores (SCR’s) com

refrigeração a ar.

Palavras-chave:

Distribuição de energia, microcontrolador, regulador de tensão, tiristores.

ABSTRACT

Lima, R. R. de, Contributions to the Intelligent Electronic Control of Voltage

Regulators for Systems of Energy Distribution in 13,8 kV, FEELT/UFU, Uberlândia,

2007, 125p.

The development considered in this work exceeds to the conventional operation

until then practised by being based on a microcontrolled electronic circuit that acts on

the load of the system for intermediary of 09 taps of regulation (02 of reduction, 06 of

rise and the central office) in total independent way and with great speed of reply, rank

that the regulation was proceeded in a time limit of 04 cycles of the electric net. Each

step of regulation provides a 5% variation on the nominal value of the tension delivers

to the load, establishing an ample control for values between 70% and 110% of the

supplied signal the same one. The communication of this with the module of

mentioned control is made through thyristors (SCR' s) with refrigeration air.

Keywords :

Energy distribution, microcontroller, voltage regulator, thyristors.

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

LISTA DE FIGURAS

Figura 1.1 – Exemplo de voltage sag.......................................................................................2

Figura 1.2 – Exemplo de voltage swell ....................................................................................3

Figura 1.3 – Características em regime permanente de transformador ferrorressonante.........7

Figura 1.4 – Conjunto motor-gerador.......................................................................................9

Figura 1.5 – Configurações comuns do compensador estático ..............................................10

Figura 1.6 – Elevação da tensão no alimentador devido aos capacitores shunt (a) e série (b)11

Figura 1.7 – Esquema básico de operação de um restaurador dinâmico de tensão................13

Figura 1.8 – Esquema de um tipo de regulador de tensão em degraus ..................................15

Figura 2.1 – Visão geral das unidades do regulador de tensão ..............................................23

Figura 2.2 – Exemplos de correções pretendidas para o valor RMS da tensão na carga.......24

Figura 2.3 – Arranjo magnético do regulador de tensão ........................................................26

Figura 2.4 – Ilustração do RT tipo A implementado..............................................................27

Figura 2.5 – Controle eletrônico inteligente do RT................................................................28

Figura 2.6 – Placa do módulo de leitura RMS .......................................................................29

Figura 2.7 – Esquema ilustrativo do cálculo do valor RMS ciclo a ciclo ..............................29

Figura 2.8 – Placa do módulo decisório.................................................................................31

Figura 2.9 – Módulo do drive de isolamento produzido pela Varixx ....................................32

Figura 2.10 – Visão interna do módulo do drive de isolamento ............................................33

Figura 2.11 – Placa V.IOT9.01 desenvolvida para interfaceamento ótico.............................34

Figura 2.12 – Placa VOX6A para multiplexação dos sinais de disparo.................................34

Figura 2.13 – Formas de onda aplicadas no gate ...................................................................35

Lista de figuras

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

Figura 2.14 – Módulo disparador dos tirtistores ....................................................................36

Figura 2.15 – Arranjo físico dos tiristores na constituição dos tap’s .....................................36

Figura 2.16 – Conexão das chaves de um tap com os módulos do drive...............................37

Figura 2.17 – Esquema elétrico de uma chave (módulo) para os 2 semiciclos (+ e -)...........37

Figura 2.18 – Esquema da estrutura física de cada módulo ...................................................38

Figura 2.19 – Módulo de chaves estáticas..............................................................................38

Figura 3.1 – Diagrama esquemático do módulo de leitura RMS ...........................................43

Figura 3.2 – Representação do TP..........................................................................................44

Figura 3.3 – Esquema de funcionamento do comparador ativo .............................................46

Figura 3.4 – Respostas obtidas para o comparador ativo.......................................................47

Figura 3.5 – Circuito retificador de precisão de onda completa.............................................47

Figura 3.6 – Respostas obtidas para o retificador de precisão de onda completa ..................48

Figura 3.7 – Pinagem do PIC18F2525 ...................................................................................49

Figura 3.8 – Esquema do processo de conversão A/D do MCU............................................51

Figura 3.9 – Exemplo de procedimento de digitalização em 3 bits .......................................52

Figura 3.10 – Erro tolerado durante a digitalização da tensão do retificador.........................53

Figura 3.11 – Medição do período de conversão A/D............................................................53

Figura 3.12 – Medição do período de cálculo RMS (logo após a conversão A/D)................56

Figura 3.13 – Desvio entre as leituras do mlutímetro e do PIC (sem ajustes) .......................57

Figura 3.14 – Aproximação entre as leituras após ajustes do caso A.....................................61

Figura 3.15 – Aproximação entre as leituras após ajustes do caso B.....................................63

Figura 3.16 – Aproximação entre as leituras após ajustes do caso C.....................................65

Figura 3.17 – Aproximação entre as leituras após ajuste médio............................................67

Figura 3.18 – Faixas de atuação do RT em relação à resolução nº 505 da ANEEL ..............69

Figura 3.19 – Software de aquisição dos dados do módulo de leitura RMS..........................70

Lista de figuras

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

iii

Figura 3.20 – Diagrama lógico do decoder CD74HCT4514 .................................................71

Figura 3.21 – Fluxograma operacional do módulo de leitura RMS.......................................74

Figura 3.22 – Diagrama esquemático do módulo decisório...................................................77

Figura 3.23 – Transdutor de corrente empregado na monitoração da corrente na carga .......79

Figura 3.24 – Modelo do filtro PF implementado no projeto ................................................80

Figura 3.25 – Curva de resposta em freqüência do filtro PF..................................................81

Figura 3.26 – Simulações computacionais do circuito de filtragem do sinal do TC..............82

Figura 3.27 – Retificação do sinal filtrado do TC..................................................................83

Figura 3.28 – Fluxograma operacional do módulo decisório.................................................87

Figura 4.1 – Sistema de regulação proposto para os testes em BT ........................................92

Figura 4.2 – Elevação de tensão em 10%...............................................................................94

Figura 4.3 – Elevação de tensão em 20%...............................................................................94

Figura 4.4 – Elevação de tensão em 30%...............................................................................94

Figura 4.5 – Abaixamento da tensão em 5%..........................................................................95

Figura 4.6 – Abaixamento da tensão em 10%........................................................................95

Figura 4.7 – Elevação de tensão em 5%.................................................................................96

Figura 4.8 – Elevação de tensão em 10%...............................................................................96

Figura 4.9 – Elevação de tensão em 15%...............................................................................96

Figura 4.10 – Elevação de tensão em 20%.............................................................................97

Figura 4.11 – Elevação de tensão em 25%.............................................................................97

Figura 4.12 – Elevação de tensão em 30%.............................................................................97

Figura 4.13 – Abaixamento da tensão em 5%........................................................................98

Figura 4.14 – Abaixamento da tensão em 10%......................................................................98

Figura 4.15 – Elevação de tensão em 5%...............................................................................99

Figura 4.16 – Elevação de tensão em 10%.............................................................................99

Lista de figuras

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

Figura 4.17 – Elevação de tensão em 15%...........................................................................100

Figura 4.18 – Elevação de tensão em 20%...........................................................................100

Figura 4.19 – Elevação de tensão em 25%...........................................................................100

Figura 4.20 – Elevação de tensão em 10%...........................................................................101

Figura 4.21 – Detalhe do corte da tensão na carga e posterior re-inserção em zero ............102

Figura 4.22 – Elevação de tensão em 5%.............................................................................103

Figura 4.23 – Elevação de tensão em 5%.............................................................................105

Figura 4.24 – Elevação de tensão em 10%...........................................................................106

Figura 4.25 – Elevação de tensão em 15%...........................................................................107

Figura 4.26 – Elevação de tensão em 20%...........................................................................108

Figura 4.27 – Elevação de tensão em 25%...........................................................................109

Figura 4.28 – Elevação de tensão em 30%...........................................................................110

Figura 4.29 – Abaixamento da tensão em 5%......................................................................111

Figura 4.30 – Abaixamento da tensão em 10%....................................................................112

Figura 4.31 – Curva ITIC.....................................................................................................113

Figura 4.32 – Estrutura montada para os ensaios em média tensão .....................................115

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

LISTA DE TABELAS

Tabela 3.1 – Relação entre as leituras do multímetro e do PIC (sem ajustes)........................56

Tabela 3.2 – Leituras do PIC após ajustes do caso A.............................................................60

Tabela 3.3 – Leituras do PIC após ajustes do caso B.............................................................62

Tabela 3.4 – Leituras do PIC após ajustes do caso C.............................................................64

Tabela 3.5 – Leituras do PIC após ajuste médio ....................................................................66

Tabela 3.6 – Valores RMS de regulação em baixa (BT) e média tensão (MT) .....................69

Tabela 3.7 – Tabela verdade de mapeamento do CD74HCT4514.........................................72

SUMÁRIO

CAPÍTULO I

INTRODUÇÃO

1.1-

Considerações Iniciais................................................................................. 1

1.2-

Estado da Arte ............................................................................................. 5

1.2.1- Transformadores Ferrorressonantes........................................................................7

1.2.2- Sistemas UPS On-line.............................................................................................8

1.2.3- Conjuntos Motor-Gerador.......................................................................................8

1.2.4- Compensadores Estáticos........................................................................................9

1.2.5- Capacitores Shunt..................................................................................................10

1.2.6- Capacitores Série...................................................................................................11

1.2.7- Restauradores Dinâmicos de Tensão ....................................................................12

1.2.8- Reguladores de Tensão (RT’s) - Série ..................................................................13

1.2.9- Reguladores de Tensão em Degraus .....................................................................15

Sumário

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

vii

1.3- As Contribuições desta Dissertação......................................................... 16

1.4-

Estrutura da Dissertação.......................................................................... 17

CAPÍTULO II

A TECNOLOGIA DO RT COM CONTROLE ELETRÔNICO INTELIGENTE (CEI)

2.1-

Considerações Iniciais............................................................................... 19

2.2-

Histórico ..................................................................................................... 21

2.3-

Visão Geral do TDI ................................................................................... 22

2.3.1- Bloco 01: RT com 09 Degraus..............................................................................25

2.3.2- Bloco 02: Unidade de Controle do TDI ...............................................................28

a) Módulo de Leitura RMS ..............................................................................28

b) Módulo Decisório........................................................................................30

2.3.3- Bloco 03: Módulo do Drive de Isolamento...........................................................31

a) Placa de Interface Óptica para MT (Sub-bloco 03i)...................................33

b) Módulo Multiplexador de Sinal Óptico (Sub-bloco 03ii)............................34

c) Módulo Disparador dos Tiristores (Sub-bloco 03iii)..................................35

2.3.4- Bloco 04: Módulo das Chaves Estáticas ...............................................................36

Sumário

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

viii

2.4- Considerações Finais................................................................................. 39

CAPÍTULO III

PROJETO E DESENVOLVIMENTO DO CONTROLE ELETRÔNICO

3.1-

Considerações Iniciais............................................................................... 40

3.2-

Módulo de Leitura RMS........................................................................... 43

3.2.1- Visão Geral............................................................................................................43

3.2.2- Estrutura de Hardware..........................................................................................44

a) Transformador de Potencial (TP) ...............................................................44

b) Comparador Ativo.......................................................................................45

c) Retificador de Onda Completa ....................................................................47

d) Microcontrolador ........................................................................................49

e) Decoder........................................................................................................70

3.2.3- Estrutura de Firmware ..........................................................................................73

3.3- Módulo Decisório ...................................................................................... 77

3.3.1- Visão Geral............................................................................................................77

3.2.2- Estrutura de Hardware..........................................................................................78

Sumário

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

a) Transformador de Potencial (TP) ...............................................................78

b) Transdutor de Corrente (TC) ......................................................................78

c) Comparador Ativo .......................................................................................80

d) Filtro Passa-faixa (PF) ...............................................................................80

e) Retificador de Onda Completa ....................................................................83

f) Microcontrolador .........................................................................................84

3.3.3- Estrutura de Firmware ..........................................................................................86

3.4- Considerações Finais................................................................................. 90

CAPÍTULO IV

RESULTADOS EXPERIMENTAIS DA APLICAÇÃO DO CEI

4.1-

Considerações Iniciais............................................................................... 91

4.2-

Ensaios em Baixa Tensão (BT) ................................................................ 91

4.2.1- Ensaio de Impacto sobre a Carga..........................................................................93

a) Primeiro Ensaio: 02 Lâmpadas em Série....................................................93

b) Segundo Ensaio: 01 Osciloscópio Digital...................................................95

c) Terceiro Ensaio: 01 Computador (Desktop) ...............................................98

Sumário

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

d) Quarto Ensaio: 01 Motor de Indução Monofásico ...................................101

4.2.2- Ensaio de Avaliação da Comutação....................................................................102

4.2.3- Ensaio de Avaliação da Tensão RMS .................................................................104

4.3- Ensaios em Média Tensão (MT) ............................................................ 115

4.4-

Considerações Finais............................................................................... 116

CAPÍTULO V

CONCLUSÕES

Conclusões....................................................................................................... 117

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

Referências Bibliográficas............................................................................. 121

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

CAPÍTULO I

INTRODUÇÃO

1.1- CONSIDERAÇÕES INICIAIS

O enfoque principal do estudo de qualidade da energia está direcionado à

compreensão e tratamento das perturbações que podem ocorrer em um dado sistema

elétrico. Tais perturbações normalmente respondem por falhas operacionais ou mesmo

pelo mau funcionamento de equipamentos inseridos na rede em virtude das oscilações

na tensão, corrente e/ou freqüência nominal. Os efeitos destas variações podem ser

sentidos em várias partes do sistema de energia, seja nas instalações de consumidores

ou no sistema supridor da concessionária.

Estes problemas vêm se agravando rapidamente em todo o mundo por diversas

razões, dentre as quais, destacam-se:

• Instalação cada vez maior de cargas não-lineares. O crescente interesse pela

racionalização e conservação da energia elétrica tem aumentado o uso de

equipamentos que, em muitos casos, aumentam os níveis de distorções

harmônicas, podendo levar o sistema a condições de ressonância;

• Maior sensibilidade dos equipamentos aos efeitos aos distúrbios de curta

duração.

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

As variações de tensão de curta duração (VTCD’s), foco principal dos estudos

de controle aqui desenvolvidos, podem ser caracterizadas por variações instantâneas,

momentâneas ou temporárias. Geralmente, tais variações de tensão são ocasionadas

pela energização de grandes cargas que requerem altas correntes de partida, ou mesmo

por intermitências nas conexões dos cabos de um dado sistema. Dependendo do local

da falha e das condições vigorantes, o resultado pode ser um afundamento temporário

da tensão (sag ou voltage sag), uma sobretensão temporária (swell ou voltage swell) ou

mesmo a completa interrupção do sistema elétrico.

O voltage sag é caracterizado, segundo a norma IEEE Std 1159 (1995) [1],

como um decréscimo de 0,1 a 0,9 pu no valor RMS da tensão, cuja duração pode variar

entre meio ciclo e 1 minuto. Em conformidade à mesma norma, o voltage swell perfaz-

se como um acréscimo de tensão da ordem de 1,1 a 1,8 pu e mesma duração do sag. As

figuras 1.1 e 1.2 ilustram os referidos fenômenos.

Figura 1.1 - Exemplo de voltage sag.

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

Figura 1.2 - Exemplo de voltage swell.

Os mais importantes problemas de qualidade de energia elétrica, incidentes

principalmente sobre os grandes consumidores industriais, são as interrupções

momentâneas e os voltage sags [2]. Estes dois tipos de problemas estão, na maioria

das vezes, relacionados à ocorrência de faltas ou curtos-circuitos em algum ponto do

sistema. Entretanto, os sags são muito mais comuns, uma vez que podem estar

associados às faltas remotas no local sob observação [3]. Pode ser mostrado que faltas

ocorrendo em sistemas de alta tensão podem provocar voltage sags em regiões num

raio de várias centenas de quilômetros [4]. Em alguns casos, estima-se que 87% das

falhas no suprimento de energia estejam relacionadas a ocorrências desses fenômenos

[5]. Além das faltas nos sistemas de transmissão e distribuição de energia, a entrada

em operação de grandes cargas, como a partida de motores de potência elevada, pode

levar ao surgimento de distúrbios como os voltage sags.

Os distúrbios relatados podem acarretar prejuízos financeiros bastantes

significativos para os consumidores. Nos EUA, esses distúrbios são responsáveis por

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

despesas que chegam a U$400 bilhões por ano [6]. Já no Brasil, os estudos sobre o

impacto financeiro das variações de tensão são ainda bastante recentes. Os prejuízos

médios por parada circundam em torno de U$5,3/kWh, com valores anuais que podem

atingir o montante de U$200 mil [7,8].

Nos últimos anos, várias tecnologias têm sido investigadas como solução para

os problemas de qualidade da energia. Neste contexto, o regulador de tensão comando

pelo controle eletrônico inteligente proposto nesta dissertação se destaca quanto à sua

eficácia no processo de correção dos distúrbios de tensão. Isto se deve ao fato de

propiciar alta velocidade de resposta operacional na correção da amplitude da referida

grandeza ofertada à carga sensível com apreciável relação custo x benefício, uma vez

que a produção deste tipo de equipamento já é realizada integralmente em território

nacional.

Esta dissertação será direcionada à apresentação, desenvolvimento e

implementação de um controle eletrônico inteligente (microcontrolado) proposto a um

regulador de tensão com 09 degraus (06 de elevação, 02 de abaixamento e o central).

Cada estágio de regulação proporciona uma variação de 5% sobre o valor nominal da

tensão remetida à carga, estabelecendo um amplo controle para valores entre 70% e

110%, através das 09 chaves estáticas constituídas por tiristores (SCR’s).

Os microcontroladores (MCU’s) empregados no processo viabilizarão uma

atuação altamente dinâmica, inteligente e independente de qualquer tipo de

intervenção humana durante o processo de correção. Os circuitos de controle serão

capazes de avaliar continuamente o estado da tensão e da corrente atuantes sobre a

carga, de modo a garantir a operação segura do RT através de seus taps, os quais são

comutados sempre respeitando zeros das referidas grandezas elétricas. Um controle

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

preventivo sobre níveis de curto-circuito na carga também será implementado,

conforme a apresentação dos capítulos que se seguem.

1.2- ESTADO DA ARTE

Antes de apresentar uma proposta de mitigação dos fenômenos de variação da

tensão, comprometedores da qualidade da energia entregue aos consumidores de

diversas categorias, o levantamento bibliográfico permitiu uma compilação sobre as

tecnologias de reguladores existentes no mercado, suas características intrínsecas, e

também suas limitações e benefícios.

De fato, há de se reconhecer a existência de uma grande variedade de

reguladores de tensão utilizados em concessionárias e em sistemas de potência

industrial, tanto para controlar as variações de tensão de curta quanto as de longa

duração [2], os quais são tipicamente agrupados em três grandes categorias:

1. Transformadores de tap variável;

2. Dispositivos de isolamento com reguladores de tensão separados;

3. Dispositivos de compensação de impedância.

Quanto aos transformadores de tap variável mecânicos e eletrônicos, destacam-

se os autotransformadores, embora também existam numerosas aplicações de

transformadores de dois ou três enrolamentos com taps variáveis. Os dispositivos

mecânicos destinam-se às mudanças mais lentas de carga, enquanto os eletrônicos

mostram-se capazes de responder com maior agilidade às variações de tensão.

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

Dispositivos de isolação incluem sistemas UPS (Uninterruptible Power Supply),

transformadores ferrorressonantes (tensão constante), conjuntos M-G (motor-gerador),

dentre outros. Há dispositivos que essencialmente isolam a carga sensível da fonte de

potência, graças ao desempenho de algumas classes de conversores de energia.

Portanto, o dispositivo de carga pode ser regulado separadamente e manter a tensão

constante, independentemente de qualquer ocorrência no sistema supridor.

Capacitores shunt ajudam a manter a tensão reduzindo a corrente de linha. Além

disso, um aumento de tensão também pode ser realizado por sobrecompensações de

circuitos indutivos. Para manter a tensão constante a maior parte do tempo, o capacitor

pode ser chaveado em conjunto com a carga, às vezes em pequenos degraus de

incrementos para seguir a carga mais de perto. Se o objetivo é simplesmente manter a

tensão o mais alta possível para evitar uma condição de sub-tensão, os capacitores são

freqüentemente fixados (não chaveados).

Capacitores em série são relativamente raros. Os usuários em potencial não os

utilizam por causa do cuidado extra que é necessário à sua correta instalação e perfeito

funcionamento. Contudo, eles são muito efetivos em determinadas condições do

sistema, principalmente perante rápidas variações de carga que causam excessivos

flickers. Se o sistema não é altamente indutivo, tendo, portanto, uma parcela resistiva

significativa, capacitores série não serão muito eficazes. E esta é uma situação típica

de muitos sistemas industriais que têm uma longa extensão de cabos entre o

transformador e a carga. Será necessário redimensionar os condutores ou mudar o

transformador para obter uma mudança expressiva na impedância.

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

1.2.1- TRANSFORMADORES FERRORRESSONANTES

No lado do usuário, transformadores ferrorressonantes não são úteis apenas para

proteger os equipamentos de voltage sags, eles podem auxiliar também na obtenção de

uma boa regulação de tensão (mais ou menos 1% na saída). A figura 1.3 ilustra a

entrada/saída característica em regime permanente de um transformador

ferrorressonante de 120 VA com uma carga de 15 VA. A tensão de entrada é reduzida

para menos de 30 V, a saída fica constante. Se a tensão de entrada puder ser ainda

mais reduzida, a tensão de saída começará a cair. Além disso, como a tensão de

entrada é reduzida, a corrente solicitada pelo transformador aumentará

substancialmente de 0,4 a 2 A. Contudo, transformadores ferrorressonantes tendem a

apresentar perdas e ineficiência, tornando-os uma aplicação inviável, sobretudo em

larga escala.

Figura 1.3 - Características em regime permanente de um transformador ferrorressonante.

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

1.2.2- SISTEMAS UPS ON-LINE

Sistemas UPS on-line são utilizados na proteção contra sags e breves

interrupções, podendo também ser empregados como reguladores quando a tensão da

fonte se tornar suficientemente alta para manter as baterias carregadas. O princípio de

operação deste tipo de equipamento consiste em detectar o distúrbio elétrico e isolar a

carga, alimentando a mesma com a energia armazenada nas baterias. Esta é uma

solução comum para pequenas cargas, computadores críticos ou controles eletrônicos

de cargas em ambientes industriais, bem como para cargas flutuantes que causam a

variação da tensão.

As soluções tradicionalmente utilizadas consistem na aplicação dos sistemas

UPS com um possível gerador de reserva, o que é considerada uma solução cara. Vale

ressaltar que a bateria do UPS tem uma vida útil de 2 a 5 anos e demanda forte

necessidade de monitoramento e exigências de manutenção. Além disso, sua

confiabilidade é inferior à do sistema elétrico. Estes fatos culminaram com a

elaboração da norma SEMI F47 por parte das indústrias de semicondutores, a qual é

destinada a contemplar de maneira mais incisiva a susceptibilidade dos equipamentos

utilizados na fabricação dos semicondutores aos afundamentos de tensão, e determina

também que estes requisitos devem ser atingidos sem o uso de baterias. Por

conseguinte, o emprego de sistemas UPS acabou entrando em descrédito.

1.2.3- CONJUNTOS MOTOR-GERADOR

Como a SEMI F47 desacreditou o uso de baterias como fonte de

armazenamento de energia, novas soluções para os problemas de qualidade da mesma

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

precisaram ser aplicadas. Muitos pesquisadores e fabricantes optaram pela busca de

outros modos de estocagem energética para suprimento das cargas. Uma delas é o

conjunto motor-gerador, baseado no armazenamento de energia mecânica (cinética) em

um volante (flywheel).

O conjunto motor-gerador (figura 1.4) desacopla completamente a carga do

sistema elétrico de potência, protegendo a mesma de transitórios. A regulação de

tensão é fornecida pelo controle do gerador. O maior inconveniente deste tipo de

dispositivo é sua resposta no tempo perante grandes variações de cargas. O conjunto

motor-gerador pode requerer vários segundos para fazer a tensão voltar ao nível

desejado, atestando que sua capacidade de regulação de tensão é lenta para certos tipos

de carga, especialmente as sujeitas aos VTCD’s. Motor-gerador podem também ser

usados para fornecer tensões de saída, posto que a energia é armazenada

continuamente no volante.

Figura 1.4 - Conjunto motor-gerador.

1.2.4- COMPENSADORES ESTÁTICOS

Os compensadores estáticos ajudam a regular a tensão respondendo rapidamente

a um fornecimento ou consumo de potência reativa. Estas ações ocasionam interações

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

com a impedância do sistema, tanto para elevar quanto para diminuir a tensão ciclo a

ciclo.

Os dois principais tipos de compensadores estáticos de reativos são mostrados

na figura 1.5. O reator controlado a tiristor é provavelmente o mais comum. Ele utiliza

um banco de capacitores fixo para fornecer potência reativa e tiristores controlam a

indutância que é engatilhada em várias quantidades para equilibrar parcialmente ou

totalmente o efeito capacitivo. Os capacitores são freqüentemente configurados como

filtros para drenar as distorções harmônicas causadas pelos tiristores.

Figura 1.5 - Configurações comuns do compensador estático.

1.2.5- CAPACITORES SHUNT

A presença de um capacitor shunt no final de um alimentador resulta em uma

mudança gradual da tensão ao longo do mesmo, como mostra a figura 1.6. Idealmente,

o percentual de elevação no capacitor é dado por:

comcap

semcapcomcap

).(100

−

=Δ (1.1)

Capítulo I - Introdução

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Este valor será zero sem carga e se elevará ao máximo valor em plena carga.

Contudo, com capacitores shunt a elevação percentual da tensão é essencialmente

independente da carga. Portanto, chaveamentos automáticos são freqüentemente

empregados na obtenção da regulação desejada em altas cargas, ao mesmo tempo em

que evitam excessivas tensões em pequenas cargas. Isto pode resultar em sobretensões

transitórias no interior das instalações. Aplicações de capacitores shunt podem também

resultar em uma variedade de problemas com harmônicos.

Figura 1.6 - Elevação da tensão no alimentador devido aos capacitores shunt (a) e série (b).

1.2.6- CAPACITORES SÉRIE

Ao contrário do esquema shunt, um capacitor conectado em série com o

alimentador resulta em uma elevação de tensão no final do alimentador, a qual varia

diretamente com a corrente da carga. Sem carga, a elevação de tensão é nula; à plena

carga, é máxima. Assim, capacitores em série necessitam ser chaveados em resposta às

mudanças de carga. Além disso, capacitores em série requerem muito menos kilovolts

Capítulo I - Introdução

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e kvars de capacidade que um capacitor shunt para conseguir uma regulação

equivalente.

Contudo, capacitores em série possuem várias desvantagens. Primeiramente,

eles não podem fornecer compensação de reativos para alimentadores com carga e

deste modo, não reduzem significativamente perdas do sistema. Capacitores em série

podem apenas livrar capacidade adicional do sistema se este é limitado por excessivas

quedas de tensão no alimentador. Os capacitores shunt, ao contrário, são também

efetivos quando a capacidade do sistema é limitada por altas correntes nos

alimentadores.

Em segundo lugar, capacitores em série não podem tolerar falta de corrente. Isto

resultaria em uma catastrófica sobretensão, e deve ser evitada “bypassando” o

capacitor através de um chaveamento automático. Um pára-raios também deve ser

conectado após o capacitor para desviar a corrente até que a chave feche.

Há vários outros cuidados que devem ser avaliados em uma aplicação de

capacitores em série. Estes incluem ressonância e/ou oscilação de máquinas síncronas,

motores de indução e transformadores ferrorressonantes. Por causa destes cuidados, a

aplicação de capacitores em sistemas de distribuição é muito limitada. Uma aplicação

à qual eles provaram ser vantajosos é quando a reatância de alimentadores deve ser

minimizada em prol da contenção de flickers [2].

1.2.7- RESTAURADORES DINÂMICOS DE TENSÃO

O Restaurador Dinâmico de Tensão (RDT ou Dynamic Voltage Restorer –

DVR) caracteriza-se como uma interessante solução para os problemas de qualidade da

energia elétrica provocados pelas variações momentâneas de tensão [9]. Aliando um

Capítulo I - Introdução

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

bom desempenho a um custo relativamente competitivo, comparado com outras

soluções, como os sistemas de energia ininterrupta (Uninterruptible Power Supply –

UPS), o restaurador dinâmico de tensão é capaz de reduzir em mais de 90% o número

de desligamentos inoportunos da carga sensível, quando da ocorrência das variações

momentâneas de tensão [10].

Em sua forma mais convencional de implementação, o restaurador dinâmico de

tensão é constituído por um conversor CC-CA, com filtro LC de saída, conectado

serialmente à carga sensível através de um transformador, conforme ilustrado

esquematicamente na figura 1.7 [11].

Figura 1.7 - Esquema básico de operação de um restaurador dinâmico de tensão.

1.2.8- REGULADORES DE TENSÃO (RT’S) - SÉRIE

Reguladores revelam-se atenuadores efetivos em condições de baixa tensão nos

alimentadores quando a carga é pequena em relação à capacidade do alimentador em

condições de pico da carga. Isto é justificado pelo tempo consumido para determinar a

correta calibragem do compensador nivelador de linha; a calibragem de R e X é muitas

Capítulo I - Introdução

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vezes fixada em zero e a regulação de tensão pontual é fixada próxima ao máximo

valor admissível (125 ou 126 V em 120 V de base). Isto resulta em tensão nos

alimentadores próxima do máximo a maioria do tempo, uma vez que a carga

permanece em pico durante uma pequena fração de tempo a cada dia. Porém, deve-se

considerar que:

Transformadores que operam em alta sobre suas curvas de saturação produzem

mais correntes harmônicas, além de contribuírem ainda mais com as distorções

harmônicas nos alimentadores, o que pode ser particularmente incômodo

quando cargas mais sensíveis estiverem inseridas no sistema;

Consumidores podem ficar sujeitos a trocas mais freqüentes de lâmpadas

incandescentes.

Em áreas onde a população é dispersa, é comum encontrar dois ou mais bancos

de reguladores em série com linhas extremamente longas alimentando cargas remotas.

Duas relevantes aplicações estão nos serviços de irrigação e mineração, nos quais as

linhas se estendem por quilômetros alimentando apenas cargas ocasionais. Ainda assim

estas aplicações requerem considerações especiais para evitar problemas com a

qualidade da energia.

Um importante fator para a correta coordenação dos reguladores em série é a

calibração precisa do tempo de atraso inicial. O regulador mais próximo da subestação

é calibrado com um tempo de atraso mais curto, em torno de 15 a 30 s. Reguladores

mais distantes na linha de baixa são calibrados com tempo de atraso de 15 s. Isto

minimiza mudanças de tap nos reguladores nas linhas de baixa, conservando a variação

de tensão no mínimo e estendendo a vida dos contatos. Todavia, a necessidade de uma

Capítulo I - Introdução

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calibração tão primorosa finda por abrir espaço para o desenvolvimento de novas

tecnologias que requerem menos ajustes e atuam mais dinamicamente sobre as cargas,

sobretudo as mais sensíveis.

1.2.9- REGULADORES DE TENSÃO EM DEGRAUS

Os reguladores de tap variável típicos podem regular de -10 a +10% da tensão

de linha da entrada empregando até 32 degraus de 0,625% (5/8). Existem algumas

variações, mas a maior parte dos reguladores segue esta configuração.

Transformadores de distribuição freqüentemente têm três fases de tap variável da carga

(LTC’s) quando reguladores são instalados na saída dos alimentadores, os quais são

tipicamente monofásicos.

Reguladores em linha podem ser instalados em bancos bifásicos e trifásicos.

Isto não é incomum quando há bancos em delta aberto conectados a alimentadores

trifásicos com luzes para moderar a carga e garantir maior economia. A figura 1.8

mostra um diagrama esquemático de um regulador de tensão em degraus de uma

concessionária conectado a um controle eletrônico para o chaveamento de taps.

Figura 1.8 - Esquema de um tipo de regulador de tensão em degraus.

Capítulo I - Introdução

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Reguladores de tensão em linha e subestações LTC’s controlados

mecanicamente são relativamente lentos. O tempo de atraso à regulação da tensão é

maior que 15 s (geralmente de 30 a 45 s). Desta maneira, esta não é uma situação sob a

qual tensões possam variar em alguns ciclos ou segundos. Todavia, com o emprego de

um controle eletrônico inteligente e autônomo, como o proposto neste estudo, o tempo

de regulação passa a ser da ordem de 03 a 04 ciclos, de modo que o RT passa a ser

uma alternativa bastante interessante e competitiva à mitigação dos fenômenos de

variação da tensão de curta duração. Sua principal aplicação perfaz-se no aumento da

amplitude da tensão em alimentadores longos de sistemas de distribuição, sendo

bastante empregado em barramentos de média tensão.

1.3- AS CONTRIBUIÇÕES DESTA DISSERTAÇÃO

Enquanto proposta de regulação da tensão, o regulador com controle eletrônico

inteligente (CEI) é destacado aqui pelos aspectos que o diferenciam dos demais

equipamentos hodiernamente utilizados: autonomia, rapidez e, segurança na

manutenção e estabilização da alimentação das cargas. E estas tônicas vêm à tona

graças ao emprego do controle eletrônico que comanda a comutação dos taps

reguladores. O desenvolvimento de um dispositivo microcontrolado robusto e

dinâmico está sintonizado ao propósito de consolidação do referido equipamento no

mercado de distribuição de energia como uma alternativa confiável, de fácil aplicação

e com relação custo-benefício atrativa.

Capítulo I - Introdução

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1.4- ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO

Capítulo 2 – A Tecnologia do RT com Controle Eletrônico Inteligente (CEI)

Este capítulo concederá uma visão geral do dispositivo de regulação da tensão

com aplicação do controle eletrônico inteligente (CEI). Após uma contextualização

histórica dos reguladores de tensão, uma estrutura em diagrama de blocos será

apresentada, a partir da qual os cinco módulos que interagem na concepção do

equipamento serão elucidados com o detalhamento cabível a cada um deles. As fotos

reveladas neste capítulo fornecerão uma visão rica sobre o protótipo desenvolvido para

os testes em baixa tensão, o qual estereotipa o modelo elaborado às ações em média

tensão.

Capítulo 3 – Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

O controle eletrônico estrela no foco principal dos desenvolvimentos e

contribuições efetivas desta dissertação. Desta feita, o capítulo 3 será integralmente

dedicado a uma exploração pormenorizada dos detalhes condizentes aos dois módulos

que o constituem (o de leitura RMS e o decisório), desde as estruturas de hardwares

até as lógicas operacionais dos firmwares. Cada circuito de condicionamento será

averiguado a partir de sua funcionalidade, conectividade, análise gráfica e

equacionamento matemático. Os microcontroladores receberão uma atenção muito

especial, uma vez que perfazem o “cérebro” de comando da unidade que controla os

procedimentos de regulação da tensão.

Capítulo I - Introdução

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Capítulo 4 – Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Neste capítulo, uma apreciável quantidade de resultados será apresentada

através de gráficos de formas de onda e variação em RMS das tensões e correntes,

tanto na carga quanto na fonte distribuidora. Análises cabíveis serão realizadas em

baixa e média tensão, incluindo uma breve avaliação de suportabilidade das cargas

elencadas para os testes propostos de acordo com a curva ITIC e trabalhos afins. Em

suma, a avaliação gráfica então proposta será empregada para consumar o princípio de

regulação da tensão na carga defendido como tema central desta pesquisa.

Capítulo 5 – Conclusões

Com caráter conclusivo, o capítulo 5 fará um apanhado geral das informações

de maior relevância tratadas no presente trabalho. E isto será feito com o claro

objetivo de propiciar uma visão ampla e consolidada sobre todos os aspectos

ressaltados do RT dentro do contexto de regulação da tensão, destacando,

sobremaneira, o papel do controle eletrônico inteligente enquanto elemento

indispensável ao propósito de atuação autônoma, rápida e eficaz.

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CAPÍTULO II

A TECNOLOGIA DO RT COM CONTROLE

ELETRÔNICO INTELIGENTE (CEI)

2.1- CONSIDERAÇÕES INICIAIS

Os reguladores de tensão (RT’s) são equipamentos destinados à manutenção dos

níveis de tensão em diferentes nós de um sistema elétrico. O crescimento acelerado

dos sistemas elétricos exigiu a busca constante por novas tecnologias que oferecessem

suporte para essa rápida expansão e que permitissem ainda a interligação de grandes

sistemas elétricos, na tentativa de aumentar a confiabilidade e a continuidade do

fornecimento de energia aos consumidores [12].

Nos últimos anos, o avanço tecnológico dos semicondutores de potência (tanto

em termos de tensão quanto em termos de corrente), tem viabilizado novos

desenvolvimentos aplicados ao controle de tensão CA. Várias patentes (como [13-15],

por exemplo) têm sido requeridas e diversas publicações [16-32] empregando

semicondutores com baixa potência apresentam idéias para o desenvolvimento de

transformadores controlados, seja em média ou baixa tensão. Entretanto, não se

encontra disponível no mercado nacional e internacional um produto consolidado nos

sistemas de distribuição de energia. Em termos de pesquisa, encontram-se os

desenvolvimentos nacionais de um RT com taps eletrônicos em 13,8 kV [33, 34], além

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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de uma proposta de pesquisa, considerada prioritária pela ANEEL, a ser desenvolvida

aprovada pelas Centrais Elétricas de Goiás (CELG) em parceria com a Universidade

Federal de Uberlândia (UFU) envolvendo a fabricação de um transformador de

distribuição inteligente (TDI) com controle dos taps em baixa tensão (BT). Este

equipamento será destinado à compensação das quedas associadas aos consumidores

desta categoria.

A legislação do setor elétrico precisou também ser atualizada, revisada e até

modificada com a criação de novas leis que regulamentassem a comercialização de

energia e garantissem os direitos dos consumidores [35,36]. Dentre as várias

características que garantem o fornecimento de uma energia com qualidade para suprir

diferentes tipos de cargas, pode-se destacar os níveis de tensão de alimentação. As

variações de tensão de curta duração precisam ficar contidas entre limites máximos e

mínimos, regulamentados pela legislação vigente [37]. É nesse contexto que se

justifica a extensa utilização dos reguladores de tensão nas redes de distribuição de

energia elétrica na tentativa de manter constante o nível de tensão em diferentes nós do

sistema elétrico, atendendo às condições de alimentação exigidas pelos tipos de cargas

mais susceptíveis às variações de tensão.

Os modelos tradicionais de reguladores de tensão são dotados de sistemas

mecânicos responsáveis pela comutação de taps. Durante algum tempo, estes

reguladores com comutação mecânica conseguiram atender às necessidades dos

consumidores garantindo o bom funcionamento das cargas conectadas à rede elétrica.

Entretanto, com o emprego crescente de cargas mais sensíveis às variações de tensão

de curta duração, surge a necessidade de pesquisar novas técnicas de comutação que

possibilitem uma atuação mais eficiente do regulador de tensão, reduzindo, assim, o

seu tempo de operação. Tem-se, então, a base de fomento necessária ao

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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desenvolvimento de tecnologias eletrônicas inovadoras capazes de comutar em poucos

ciclos os taps do regulador, como é o caso do circuito de controle proposto no presente

trabalho.

Neste capítulo serão apresentadas informações gerais referentes às partes

(módulos) constituintes da estrutura física do RT com comutação eletrônica de taps, de

modo a consolidar uma visão geral sobre o equipamento típico que deve ser operado

pelo controle eletrônico inteligente desenvolvido nesta dissertação.

2.2- HISTÓRICO

A aplicação de reguladores de tensão nos sistemas de distribuição de energia

elétrica teve início na década de 40, nos países desenvolvidos [38]. Dentre estes, os

EUA se destacam em função de sua grande extensão territorial, de modo que os

centros de consumo estão espalhados por vastas áreas, distantes dos pontos de geração.

Aliado a isso, o aparecimento de grande quantidade de novos aparelhos eletro-

eletrônicos sensíveis às oscilações de tensão acarretou um aumento expressivo das

reclamações dos consumidores que passaram a exigir boa qualidade na distribuição de

energia elétrica. Por conta disso, atualmente se encontram instalados em vários pontos

daquele país dezenas de milhares de reguladores, fornecendo aos consumidores uma

regulação de tensão adequada e conferindo qualidade ao fornecimento de energia. Isso

traz pelo menos três conseqüências benéficas:

• Satisfação do consumidor;

• Redução das perdas na distribuição;

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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• Aumento do faturamento das concessionárias de energia elétrica.

O Brasil apresenta certa similaridade com os EUA, no que se refere ao espaço

territorial, o que viabiliza a utilização dos reguladores de tensão. Estes têm grande

aceitação por parte das concessionárias, por razões econômicas, de simplicidade e

versatilidade. Além disso, hoje há reguladores de tensão totalmente fabricados no

Brasil, o que elimina os problemas de obtenção de peças de reposição verificados até

1986, quando tais equipamentos eram total ou parcialmente (comutador de derivações

em carga) importados dos EUA.

2.3- VISÃO GERAL DO RT COM CEI

Na seqüência serão apresentadas as partes que constituem um dos tipos de

regulação de tensão com a aplicação de chaves estáticas e controle totalmente

eletrônico. Este RT foi desenvolvido ao longo de um período de três anos (novembro

de 2003 a outubro de 2006) através da tríplice parceria entre a UFU a Elektro

Eletricidade e Serviços e a Toshiba do Brasil.

O diagrama de blocos apresentado na figura 2.1 oferece uma perspectiva ampla

e genérica do modelo de regulação, ilustrando o engajamento do sistema elétrico de

potência com o circuito eletrônico de controle projetado. Todas as partes envolvidas

no processo de regulação da tensão entregue à carga serão tratadas aqui como módulos

do dispositivo em questão.

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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Figura 2.1 - Visão geral das unidades do regulador de tensão.

Os blocos da figura anterior foram desenvolvidos e obtidos com as

particularidades da referida pesquisa (UFU/Elektro/Toshiba) e têm a seguinte

caracterização:

• Bloco 01: Unidade magnética do regulador de tensão (RT) com 09 degraus,

sendo 06 de elevação, 02 de abaixamento e o central;

• Bloco 02: Unidade de controle composta pelo módulo de leitura RMS e pelo

módulo decisório, contribuições efetivas desta dissertação que serão

detalhadamente apresentadas no presente capítulo e no seguinte;

• Bloco 03: Módulo do drive de fibra ótica que garante o isolamento entre os

circuitos de controle e as unidades de potência durante o gatilhamento dos

tiristores (SCR’s);

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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• Bloco 04: Módulo das chaves estáticas a tiristores que perfazem a conexão CA

entre a fonte e a carga.

A figura 2.2 ilustra o comportamento da tensão RMS na carga mediante a

atuação do RT. Duas faixas são notadamente apresentadas: a de variação de tensão

tolerada pela resolução nº 505 da ANEEL [37] para valores em BT (região adequada) e

a da região coberta pelo equipamento (de -30% a +10% do valor nominal da tensão,

com 5% de ajuste em cada tap). Note-se que o gráfico apresenta a ação de controle em

relação ao tempo de atuação em ciclos, uma vez que se deseja evidenciar a rápida

recuperação da tensão. Neste sentido, quatro situações foram esboçadas, sendo que três

caracterizam voltage sags e uma caracteriza voltage swell. Cabe salientar ainda que o

controle eletrônico inteligente não permanece indiferente a nenhuma variação de

tensão da fonte entre zero e 227,2% de seu valor nominal. Para os valores que

extrapolarem a cobertura cabível aos taps reguladores, outras medidas cautelares

poderão ser adotadas, conforme será explanado no capítulo III.

Figura 2.2 – Exemplos de correções pretendidas para o valor RMS da tensão na carga.

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2.3.1- BLOCO 01: RT COM 09 DEGRAUS

Os reguladores de tensão têm o princípio de funcionamento similar ao de um

autotransformador com derivações [12], ou seja, além do acoplamento elétrico, existe

também o acoplamento magnético entre os enrolamentos (bobina de taps, bobina de

excitação e bobina de equalização). Segundo [39], existem dois tipos de reguladores de

tensão citados que constam nas normas atuais:

• Tipo A: chamado regulador com excitação variável porque a bobina de

excitação sente qualquer variação que ocorra na tensão da fonte [40];

• Tipo B: chamado de regulador de excitação constante porque a bobina de

excitação se localiza do lado da carga, não sentindo as variações de tensão da

fonte [40].

As figuras 2.3(a) e (b) mostram o circuito elétrico equivalente dos reguladores

de tensão dos tipos A e B, respectivamente. Estas figuras representam um caso geral

onde a fonte de tensão alimenta o regulador e este tem como função manter o nível de

tensão na carga o mais próximo possível do seu valor nominal. Nestas figuras, os taps

de elevação de tensão estão representados por 1E, 2E, 3E, 4E, 5E e 6E, enquanto que

os taps de abaixamento estão representador por 1A e 2A; 00 corresponde ao tap

central.

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(a)

(b)

Figura 2.3 - Arranjo magnético do regulador de tensão.

(a) Tipo A;

(b) Tipo B.

No tipo A, a variação do nível de tensão na fonte é diretamente percebida pela

bobina de excitação que, por sua vez, produz uma variação proporcional nos níveis de

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tensão de cada tap da bobina de taps, conforme esclarecido em [12]. Este modelo tem

como vantagem a eliminação da ocorrência de sobretensão transitória na carga,

fenômeno este que pode ser verificado no tipo B. Além disso, o arranjo com bobina de

excitação ligada à carga ainda está sujeito a efeitos dos fenômenos de

ferrorressonância e corrente de “Inrush”, uma vez que a bobina de excitação está

inclusa no circuito que é chaveado.

Pelo exposto aqui e pelas contribuições da referência [12], o tipo A foi adotado

como modelo de implementação durante as operações de controle de chaveamento

inteligente. Esta escolha justifica-se pela necessidade de comutação rápida dos taps

sem o acréscimo de oscilações indesejadas à carga, as quais culminariam, por

conseguinte, numa morosidade maior durante a atuação do RT. O modelo reduzido

(BT) apresentado na figura 2.4 foi construído através do P&D Elektro/Toshiba/UFU

para os testes iniciais da unidade magnética. Posteriormente, foi empregado na

aplicação do controle durante a realização dos ensaios de validação de todas as

unidades constituintes do RT eletrônico.

Figura 2.4 - Ilustração do RT tipo A implementado.

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2.3.2- BLOCO 02: UNIDADE DE CEI

A fim de proporcionar uma atuação rápida, segura e precisa do RT sobre a tensão

entregue às cargas, a unidade de controle eletrônico inteligente (CEI) mostrada na

figura 2.5 foi desenvolvida. Através da combinação de circuitos eletrônicos analógicos

e digitais, tem-se aqui um dispositivo capaz de ler a tensão da rede elétrica da

concessionária, calcular ciclo a ciclo o valor RMS da mesma, checar níveis de curto-

circuito e anulação da corrente na carga durante a comutação de taps, e ainda ligar um

novo tap somente quando um zero de tensão for encontrado. Para os propósitos

estabelecidos, o controle foi subdividido, então, em duas partes: o módulo de leitura

RMS e o módulo decisório, os quais serão apresentados a seguir.

Figura 2.5 - Controle eletrônico inteligente do RT.

a) Módulo de Leitura RMS

O objetivo central deste módulo é determinar o valor RMS atual (ciclo a ciclo)

da tensão da fonte, a qual é coletada por intermédio de um transformador de potencial.

É feito, então, o processamento e envio desta informação ao módulo de controle

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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decisório, tudo isto respeitando o tempo limite de 01 ciclo. A placa mostrada na figura

2.6 foi desenvolvida para aplicação do módulo em questão.

Figura 2.6 – Placa do módulo de leitura RMS.

Em sua concepção básica, o módulo de leitura opera com a filosofia de cálculo

de amplitude em função do tempo, isto é, a cada variação da tensão RMS por ciclo. O

circuito fornece o resultado do cálculo e ainda dentro do próprio ciclo indica o tap a

ser acionado. A figura 2.7 ilustra uma taxa dV/dt, compreendendo um período de 03

ciclos até que a tensão atinja o afundamento final. Neste caso, o controle (módulo

decisório) foi ajustado para não atuar em estágios intermediários antes de processar a

regulação da tensão RMS 4, recuperando-a para o valor RMS 1.

Figura 2.7 - Esquema ilustrativo do cálculo do valor RMS ciclo a ciclo.

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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Sabe-se que a taxa (dV/dt) de queda ou elevação depende de muitos fatores,

como curtos-circuitos na rede de distribuição, entrada/saída de cargas, etc. O fato é

que esta unidade tem a capacidade de indicar com alta velocidade a definição de um

tap a cada ciclo. E esta rapidez de resposta poderia induzir o módulo decisório, quem

de fato determina a posição do tap e sua permanência mínima, a atuar mais de uma vez

sobre a carga. Desta feita, o controle tenderia a acionar taps intermediários até atingir

o objetivo propriamente dito, ou seja, regular a tensão que efetivamente ficou

estabelecida durante a queda ou elevação ocorrida na fonte (RMS 4). Objetivando

evitar a passagem por estágios de regulação intermediários, optou-se por aguardar 01

ciclo por uma estabilização da tensão e, uma vez acionado um tap, mais um ciclo e

meio de permanência no mesmo. Todos os detalhes referentes a este procedimento de

aguardo serão explanados no capítulo III.

b) Módulo Decisório

Uma vez determinado o valor atual da tensão, o módulo decisório (figura 2.8)

atua determinando o acionamento seguro de um tap do RT. Ele executa o desligamento

de um tap e também “decide” quando e como acionar (em sincronismo com a tensão da

fonte) o outro que manterá estabilizada a tensão na carga. Isto é realizado através de

checagens para averiguar se realmente houve interrupção da corrente antes da entrada

do novo tap, de modo a prevenir a ocorrência de curtos-circuitos entre os dois

caminhos envolvidos na comutação e estabilização da tensão na carga.

Capítulo II - A Tecnologia do RT com CEI

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Figura 2.8 – Placa do módulo decisório.

Para este propósito, o presente módulo opera com a informação recebida do

módulo de leitura RMS, com o sinal do TC conectado junto à carga e do TP ligado

diretamente à fonte de alimentação da concessionária de energia. O primeiro fornece

os níveis específicos de regulação da tensão; o segundo, os indícios de desligamento

dos taps que atuam diretamente sobre a carga; e o terceiro, os pontos de passagem por

zero da tensão do lado da concessionária (V

NÃO-REGULADA

O capítulo III tratará de todos os detalhes condizentes aos dois módulos que

compõem a unidade de controle, desde a estrutura física dos circuitos de ambos, até os

fluxogramas dos firmwares (códigos-fonte) que viabilizaram a atuação inteligente

sobre a carga.

2.3.3- BLOCO 03: MÓDULO DO DRIVE DE ISOLAMENTO

Uma vez definido, em função da tensão da rede elétrica de distribuição, o tap a

ser acionado, a chave estática que se encontra em operação recebe o comando para o

seu desligamento através de um drive de isolamento, o qual é caracterizado como um

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circuito de interface óptica produzido pela Varixx (figura 2.9). Só então o tap

determinado pelo circuito de controle será energizado e entrará em operação.

Figura 2.9 - Módulo do drive de isolamento produzido pela Varixx.

Os sinais de comando são estabelecidos em forma de níveis contínuos (CC), em

nove posições, sendo gerados um de cada vez e transmitidos por meio de fibra óptica

(FO). Na seqüência, cada nível contínuo relativo a um tap é desdobrado em 12, a fim

de disparar os 12 tiristores que o constituem. Para tanto, foram desenvolvidos os

estágios seqüenciais desta transmissão, iniciando com a placa de interface óptica para

média tensão, depois passando pelo módulo multiplicador de pulsos, até finalmente

atingir o módulo disparador dos tiristores, conforme descrições a seguir. A figura 2.10

mostra o esquema de conexões internas do módulo em questão e as interconexões com

os blocos adjacentes.

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Figura 2.10 - Visão interna do módulo do drive de isolamento.

a) Placa de Interface Óptica para MT (Sub-bloco 03i)

A placa V.IOT9.01 é uma interface óptica para utilização em sistemas de média

tensão com tiristores (figura 2.11). A sua função é de converter o sinal de disparo

gerado pelo sistema de controle para ser transmitido, por meio de uma fibra óptica

polimérica, aos módulos de disparo localizados junto aos tiristores no bloco de

potência alimentado com média tensão. Esse modelo possui nove entradas para sinais

de controle, nove saídas geradoras de sinais ópticos, uma entrada óptica que aciona um

relé auxiliar e um contato (NA) disponível em borne. A qualidade do sinal, tanto o

transmitido quanto o recebido, depende do perfeito acabamento das pontas da fibra

óptica e da conexão da mesma no transdutor.

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Figura 2.11 - Placa V.IOT9.01 desenvolvida para interfaceamento óptico.

b) Módulo Multiplexador de Sinal Óptico (Sub-bloco 03ii)

O módulo VOX6A (figura 2.12) foi criado com a finalidade de repetir e

multiplicar o sinal emitido pela placa de interface para os módulos de disparo dos

tiristores. Ele recebe um sinal proveniente da placa de interface e multiplica por seis;

assim é possível acionar seis módulos de disparos de tiristores simultaneamente sem

diferença de tempo entre eles. Isso possibilita que os tiristores sejam engatilhados ao

mesmo tempo, sendo essa, uma característica muito importante para o uso de tiristores

em serie. O módulo pode ser alimentado por um circuito fechado de corrente ou por

uma fonte de tensão. A qualidade do sinal, tanto o transmitido quanto o recebido,

depende do perfeito acabamento das pontas da fibra óptica e da conexão da mesma no

transdutor.

Figura 2.12 - Placa VOX6A para multiplexação dos sinais de disparo.

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c) Módulo Disparador dos Tiristores (Sub-bloco 03iii)

O módulo VCL50A tem a função de gerar o pulso de gate para o tiristor. Ele é

alimentado por um sistema de circuito fechado de corrente (current loop) constituído

por um transformador que fornece baixa tensão no secundário para alimentar o cabo

conectado ao mesmo, formando um circuito fechado de corrente que passa por todos os

módulos disparadores do sistema. Em sistemas de média tensão, o cabo do circuito

fechado de corrente é de alta isolação; assim obtém-se uma alta isolação entre a baixa

tensão e a média tensão. O módulo disparador recebe o sinal de disparo por meio de

uma fibra óptica que isola o sistema de comando do sistema de potencia alimentado

com média tensão e, quando há um sinal de luz sendo transmitido pela fibra, o módulo

gera o pulso de gate do tiristor. Este pulso pode ser continuo ou pulsado, segundo as

características das figuras 2.13(a) e (b), acompanhando a mesma natureza do sinal de

disparo.

(a) (b)

Figura 2.13 - Formas de onda aplicadas no gate.

(a) Tensão pulsada;

(b) Tensão contínua.

O módulo da figura 2.14 possui também um emissor óptico que repete o sinal

recebido para um segundo módulo disparador, gerando, assim, o pulso de gate para os

dois SCR’s ligados em antiparalelo. A qualidade do sinal, tanto o transmitido quanto o

recebido, depende do perfeito acabamento das pontas da fibra óptica e da conexão da

mesma no transdutor.

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Figura 2.14 - Módulo disparador dos tiristores.

2.3.4- BLOCO 04: MÓDULO DAS CHAVES ESTÁTICAS

Cada tap foi definido considerando uma tensão fase/neutro de 7,96 kV, de

acordo com as especificações definidas no projeto de pesquisa e desenvolvimento em

parceria com a Elektro e a Toshiba. Assim, o fabricante de semicondutores Semikron

foi procurado para construir os taps em função da tensão de operação, dos distúrbios

da rede, de spikes diversos e primando, acima de tudo, por uma segurança do nível de

tensão. Disto culminou o arranjo físico formado por 06 tiristores em série para o

semiciclo positivo e 06 para o semiciclo negativo, totalizando 12 tiristores por tap a

serem acionados, conforme mostra a figura 2.15.

Figura 2.15 - Arranjo físico dos tiristores na constituição dos taps.

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A figura 2.16 (a seguir) apresenta a interconexão das chaves de um tap com os

módulos do drive de isolamento, ressaltando, inclusive as conexões por fibra óptica.

Figura 2.16 - Conexão das chaves de um tap com os módulos do drive.

A particularidade da estrutura dos taps, refrigeração e conexões elétricas foram

delineadas pela própria Semikron. Cada módulo, denominado por W1C, fornecido por

este fabricante foi detalhadamente apresentado, conforme ilustrado na seqüência.

Figura 2.17 - Esquema elétrico de uma chave (módulo) para os 2 semiciclos (+ e -).

Na figura 2.18 é ilustrada a estrutura física de cada módulo formado pelos

tiristores, resistências de equalização e circuito snubber. Deve-se salientar que o

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protótipo aqui representado é composto somente por dois tiristores, uma vez que ele

foi desenvolvido para os testes iniciais em BT. Contudo, o módulo completo com os 12

tiristores segue o mesmo esquema representativo.

Figura 2.18 – Esquema da estrutura física de cada módulo.

Novamente, segundo instruções da UFU, um módulo de chaveamento destinado

aos testes de baixa tensão foi adquirido, o qual está ilustrado na figura 2.19. Ele é

composto por três unidades de chaveamento com dois tiristores em antiparalelo em

cada uma delas, mas novamente as características construtivas já explanadas foram

obedecidas. Na parte posterior tem-se o circuito snubber e abaixo é possível notar o

duto de ventilação forçada.

Figura 2.19 - Módulo de chaves estáticas.

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2.4- CONSIDERAÇÕES FINAIS

Este capítulo apresentou a perspectiva histórica da evolução dos reguladores de

tensão como uma tecnologia bastante difundida hodiernamente. Como visto, a

crescente demanda de equipamentos (cargas) sensíveis às variações de tensão de curta

duração, enquanto produziu um panorama cada vez mais diferenciado no setor de

distribuição de energia elétrica, findou por ocasionar uma incessante busca por

aprimoramentos tecnológicos nos aparatos reguladores. Neste aspecto, mecanismos de

controle eletrônico começaram a ser produzidos, enquanto alternativa à redução de

tempo durante a correção de fenômenos de variação. E justamente aqui está enredado o

RT com controle eletrônico inteligente, discorrido ao longo do capítulo. Uma visão

geral foi apresentada, a fim de que pudessem ser revelados todos os módulos que o

constituem e que interagem, direta ou indiretamente, na correção autônoma e

inteligente da tensão.

Cabe ressaltar ainda que os módulos referentes à unidade magnética, ao drive de

transmissão e ao conjunto de tiristores, todos citados ao longo deste capítulo,

correspondem às aquisições junto a terceiros destinadas aos testes iniciais nas

dependências da UFU. Isto se fez necessário devido à impossibilidade de uso da MT

durante a comutação de taps e ação do controle eletrônico do RT. Finalmente, deve-se

mencionar que o drive de transmissão e isolamento foi também empregado para a

tensão de 13,8 kV no projeto de pesquisa referido ao longo do texto.

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CAPÍTULO III

PROJETO E DESENVOLVIMENTO DO

CONTROLE ELETRÔNICO

3.1- CONSIDERAÇÕES INICIAIS

A tônica da atuação do circuito de controle, principal contribuição desta dissertação,

está no monitoramento de um sinal equivalente à tensão na fonte, de tal modo que se possa

conhecer e avaliar, com máxima riqueza de detalhes, o comportamento da mesma. Isto torna

possível a execução de ações capazes de contribuir na estabilização dinâmica da alimentação

da carga sujeita ao processo, ações estas que vão desde o cálculo do valor RMS da tensão até

as checagens dos zeros de tensão e corrente que viabilizam uma operação permanente e

segura do RT.

O controle de processos é entendido como a atuação imposta a diversos tipos de

periféricos, tais como: led’s, botões, display’s de segmentos, display’s de cristal líquido

(LCD), resistências, relês, chaves estáticas, sensores diversos (pressão, temperatura, etc.) e

muitos outros tipos de dispositivos. São chamados de controles lógicos, pois a operação do

sistema baseia-se nas ações lógicas que devem ser executadas, dependendo do estado dos

periféricos de entrada e/ou saída.

O microcontrolador (MCU) é programável, pois toda a lógica de operação a que se

refere é estruturada na forma de um programa e gravada dentro do componente, o qual, uma

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vez energizado, faz com que o código-fonte interno (firmware) entre em execução. A

“inteligência” do componente está associada à sua Unidade Lógica Aritmética (ULA), na qual

todas as operações matemáticas e lógicas são executadas. Quanto maior a capacidade da ULA

do componente, maior a sua capacidade de processar informações.

O MCU está provido internamente de memória de programa, memória de dados,

portas de entrada e/ou saída paralelas, timer’s, contadores, comunicação serial, PWM’s,

conversores analógico-digitais (A/D), etc. Esta é uma das características fundamentais que

diferencia os microcontroladores dos microprocessadores, já que os últimos, apesar de

possuírem uma ULA muito mais poderosa, não possuem todos estes recursos em uma única

pastilha.

Os microcontroladores da família PIC apresentam uma estrutura de máquina interna

do tipo Havard. Neste tipo de arquitetura, existem dois barramentos internos, sendo um de

dados e outro de instruções. No caso dos microcontroladores PIC, o barramento de dados é

sempre de 8 bits e o de instruções pode ser de 12, 14 ou 16 bits, dependendo do dispositivo.

Esse tipo de arquitetura permite que enquanto uma instrução é executada outra seja “buscada”

na memória, tornando, por conseguinte, o processamento mais rápido. Além disso, como o

barramento de instruções é maior do que 8 bits, o OPCODE (palavra de código) da instrução

já inclui o dado e o local onde ele vai operar (quando necessário), significando que apenas

uma posição de memória é utilizada por instrução, economizando, assim, muita memória de

programa.

Os PICs utilizam uma tecnologia chamada RISC, que significa Reduced Instruction

Set Computer (Computador com Set de Instruções Reduzido). Desta forma, os PICs possuem

cerca de 35 instruções, muito menos que os microcontroladores convencionais (CISC) que

chegam a possuir mais de 100 instruções. Isto torna a implementação muito mais fácil e

dinâmica, mas, por outro lado, implica no fato de que muitas funções devem ser

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“construídas”, uma vez que não possuem uma instrução direta, exigindo maior habilidade do

programador.

Neste capítulo serão explorados os detalhes pertinentes à estrutura da unidade

de controle eletrônico do RT, desde o arranjo físico dos circuitos dos dois módulos que

lhe são pertinentes (leitura RMS e decisório), até a concepção dos firmwares (códigos-

fonte programados nos MCU’s de cada módulo), os quais serão explorados a partir de

seus fluxogramas. Os princípios de autonomia e inteligência operacional de ambos os

módulos estão indissociavelmente ligados ao emprego de microcontroladores, de

maneira que estes dispositivos programáveis caracterizam-se como a ferramenta

principal dentro do modelo de controle aqui proposto.

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3.2- MÓDULO DE LEITURA RMS

3.2.1- VISÃO GERAL

Em sua concepção, o módulo de leitura RMS visa à captação ciclo a ciclo do

nível de tensão da fonte, a fim de que a carga seja isentada de eventuais fenômenos de

VTCD. Para tanto, o circuito desenvolvido segue a configuração apresentada na figura

3.1.

Figura 3.1 - Diagrama esquemático do módulo de leitura RMS.

Tem-se aqui o nível de tensão do TP, cujas características serão apresentadas a

seguir, sendo coletado por duas vias de entrada: um comparador ativo e um retificador

de onda completa (também ativo). As saídas dos circuitos de condicionamento são

conectadas ao microcontrolador (MCU), responsável este pelos processamentos e

análises das mesmas. Dois procedimentos são, então, realizados: o endereçamento do

comando dos taps para o decoder e o enquadramento da tensão da fonte dentro das

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faixas previstas na resolução nº 505 da ANEEL [37], cuja identificação pode ser feita a

partir dos LED’s sinalizadores.

Serão analisadas, portanto, as partes que integram a estrutura de hardware do

módulo em questão (transformador de potencial, comparador ativo, retificador de onda

completa, microcontrolador e decoder), bem como as características e análises que

tangem o desenvolvimento satisfatório do firmware.

3.2.2- ESTRUTURA DE HARDWARE

a) Transformador de potencial (TP)

O transformador empregado no protótipo coleta no primário a tensão da fonte e

fornece no secundário a tensão de 3,5 V

RMS

(considerando 220 V

RMS

no primário),

tanto para o comparador ativo quanto para um divisor resistivo de ajuste na entrada do

retificador de onda completa, conforme esquema proposto na figura 3.2.

Figura 3.2 - Representação do TP.

O propósito do divisor resistivo anteriormente referido é reduzir a tensão para

valores que facilitem o desenvolvimento da função de transferência do processo de

conversão A/D do MCU. Para os 220 V

RMS

de entrada, por exemplo, tem-se 3,5 V

RMS

no secundário do TP e 2,2 V

RMS

na saída do divisor, simplificando a relação numérica

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durante os procedimentos do firmware do módulo de leitura RMS e corroborando com

a precisão de leituras realizadas. Além disso, o controle ficaria teoricamente habilitado

a receber tensões de até 500 V

RMS

. Diz-se teoricamente porque os testes foram

realizados para um limite de 250 V

RMS

b) Comparador ativo

Para que o processo de conversão A/D pudesse ser realizado de maneira

satisfatória, fez-se necessário estabelecer uma referência sobre os zeros da tensão

senoidal proveniente do TP, isto é, os pontos de transição entre os semiciclos positivo

e negativo da senóide. Esta referência determina o instante exato em que o

microcontrolador deve iniciar a leitura da tensão a ser digitalizada.

O comparador ativo (figura 3.3) perfaz-se como uma alternativa capaz de

atender a esta demanda de forma bastante satisfatória. Trata-se de uma configuração

baseada no circuito integrado LM2901 que compara a tensão de entrada do TP (V

)

com o ponto de comutação de saída (V

REF

) aterrado, em conformidade à equação 3.1.

(

)

REFINOUT

VVAV

−

(3.1)

Sendo:

OUT

= Tensão de saída do comparador;

A = Ganho de tensão (50000);

= Tensão proveniente do TP;

REF

= Ponto de comutação da saída.

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Figura 3.3 - Esquema de funcionamento do comparador ativo.

Graças ao elevado ganho de entrada (A), a saída V

OUT

é saturada em

aproximadamente +Vcc (+5 Vcc – alimentação do dispositivo) durante todo o tempo

em que a tensão V

é maior que zero (V

REF

), ou seja, durante todo o semiciclo positivo

da tensão do TP. Da mesma forma, a tensão de saída permanece nula enquanto durar o

semiciclo negativo da entrada senoidal. A figura 3.4(a) apresenta as medições

experimentais do circuito aqui proposto, na qual é apresentada a tensão do secundário

do transformador (azul – canal 1) e a tensão de saída do comparador ativo (laranja –

canal 2). A figura 3.4(b) expressa os resultados obtidos computacionalmente.

(a)

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(b)

Figura 3.4 – Respostas obtidas para o comparador ativo.

(a) Resultado experimental;

(b) Simulação computacional.

c) Retificador de onda completa

Como o fundo de escala analógico (FE) da conversão A/D do microcontrolador

é de +5 Vcc e são empregados apenas valores positivos de tensão durante o processo

de digitalização, optou-se pela retificação de onda completa do sinal proveniente do

TP. Neste sentido, um circuito ativo baseado na implementação do CI de alta precisão

OPA37 foi elaborado, conforme mostra o esquema da figura 3.5.

Figura 3.5 - Circuito retificador de precisão de onda completa.

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Este circuito é oriundo da associação de um retificador de precisão de meia

onda (AO 1) com um circuito somador (AO 2), seguindo uma configuração bastante

difundida [41]. Como é ativo, permite a retificação de sinais de níveis muito baixos,

suplantando a limitação natural relativa à queda de tensão (em torno de 0,7 V) de uma

simples composição com diodos. As figuras 3.6(a) e (b) trazem, respectivamente, o

resultado experimental medido para o retificador proposto, no qual a tensão de saída

do comparador ativo (roxo – canal 2) é sobreposta à tensão de saída do divisor

resistivo conectado ao secundário do transformador (azul – canal 1), e o resultado

computacional da simulação do circuito em questão.

(a)

(b)

Figura 3.6 – Respostas obtidas para o retificador de precisão de onda completa.

(a) Resultado experimental;

(b) Simulação computacional.

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d) Microcontrolador

O cerne da proposta deste trabalho está na elaboração de um controle eletrônico

autônomo e inteligente. Desta feita, o microcontrolador (ou simplesmente MCU) se

mostra como uma alternativa de considerável relevância mediante os quesitos

propostos por consistir em uma tecnologia versátil, de baixo custo e fácil manipulação.

Além, obviamente, de ter amplas condições de atender satisfatoriamente as metas

então apresentadas. Dentre os diversos modelos e fabricantes, o PIC18F2525 da

Microchip (figura 3.7) foi escolhido por ter, além das características já apresentadas,

uma boa portabilidade, harmonizada com sua confiabilidade e robustez.

Figura 3.7 - Pinagem do PIC18F2525.

Como já mencionado anteriormente, o módulo de leitura RMS funciona como

um circuito de inspeção ciclo a ciclo da tensão da rede elétrica, no que tange às

variações de amplitude da mesma. Para tanto, dois processos essenciais

(detalhadamente analisados a seguir) são realizados no PIC: a conversão A/D da tensão

recebida do retificador e o cálculo de seu valor RMS. Somente após isto se tornam

possíveis as tomadas de decisões que serão referidas durante a análise da estrutura do

firmware.

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d.1) Conversão A/D

O processo de digitalização de sinais analógicos contínuos no tempo é

fundamental para obtenção de um conjunto representativo de números que possam ser

utilizados durante o processamento e análise de grandezas físicas [42]. Os processos

de conversão de sinais analógicos para valores digitais envolvem três etapas distintas:

• Amostragem: “Seleção” do valor analógico que se deseja converter. A captura

de valores depende do Tempo Mínimo entre Aquisições do microcontrolador

). No PIC18F2525, T

equivale a 20 µs. Logo, adotou-se no firmware do

presente módulo o tempo de 21 µs entre duas amostras sucessivas;

• Quantização: Associação entre um número finito de níveis de amplitude com

valores discretos correspondentes. Em outras palavras, o nível analógico real é

dividido em vários subníveis, onde cada subnível difere do outro de um valor

(analógico) que dependerá da quantidade de bits disponíveis (n bits) para

codificação. Como o PIC18F2525 permite a quantização em 10 bits, tem-se:

102422

níveis de quantização (3.2)

• Codificação: O sinal quantizado é traduzido para um valor digital

correspondente. À tensão de 220 V

RMS

, por exemplo, é atribuído o número

binário 1101 1100.

A figura 3.8 esquematiza o processo de conversão A/D realizado dentro do

encapsulamento do PIC. Vale ressaltar que a freqüência de chaveamento

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corresponde ao tempo gasto pelo capacitor de aquisição interno no carregamento de

cada amostra, e também que n representa os 10 bits do conversor interno do

dispositivo.

Figura 3.8 - Esquema do processo de conversão A/D do MCU.

A fim de simplificar a compreensão do procedimento de digitalização, os

gráficos da figura 3.9 expressam, em apenas 3 bits, as relações entre a entrada e a

saída de um sistema de conversão A/D e o erro de quantização envolvido no processo.

Neste exemplo, os níveis quantizados (q) estão espaçados entre si de 1/2

LSB (Less

Significant Bit ou Bit Menos Significativo). Independentemente do número de bits,

vale salientar que o maior código digital de saída não corresponde ao maior valor

analógico de entrada, mas sim a (1 – 1/2

)*FE (fundo de escala analógico), uma vez

que existem apenas 7 pontos de codificação, ou (2

– 1).

Figura 3.9 - Exemplo de procedimento de digitalização em 3 bits.

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Considerando as condições deste trabalho, o processo de quantização dos

valores analógicos amostrados junto ao retificador de onda completa envolve a divisão

dos mesmos em um número finito de valores discretos entre 0 e 5 Vcc (FE). O

espaçamento de 1/2

representa o Limite de Resolução do conversor de 10 bits do

PIC18F2525, valor este que também pode ser expresso como um intervalo de

quantização (

∆V) através da relação:

89,4

1023

−

=Δ

mV (3.3)

Logo, somente valores múltiplos de

∆V (4,89 mV) poderão ser “reconhecidos”

pelo conversor, fato este que gera o erro máximo (inerente a todo e qualquer processo

de digitalização) de ±q/2 (2,45 mV, neste caso) mostrado na figura anterior e na

seguinte.

Figura 3.10 - Erro tolerado durante a digitalização da tensão do retificador.

Considerando

= 21 µs e o total de 310 amostras coletadas durante o

processo de digitalização, tem-se um período de conversão A/D de 6,5 ms, como

mostrado na medição da figura 3.11. Esse período de tempo (verde – canal 3)

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corresponde a 78,31% de um semiciclo ou 39% do ciclo completo da tensão do TP

(azul – canal 1). Note-se aqui que a conversão A/D se inicia em sincronismo com o

zero de tensão do transformador, o que coopera com a proposta de obtenção de um

valor RMS a cada ciclo da rede elétrica.

Figura 3.11 - Medição do período de conversão A/D.

d.2) Cálculo do Valor RMS da Tensão

Os desenvolvimentos matemáticos conhecidos revelam que o Valor Quadrático

Médio

, também denominado Valor Eficaz ou simplesmente RMS (Root Mean Square),

é uma medida estatística da magnitude de uma quantidade variável. A sigla em inglês é

um lembrete a respeito do seu procedimento de cálculo: tirar a raiz (

Root) da média

(

Mean) da função quadrada (Square) dos valores. Pode ser calculada para uma série de

valores discretos ou para uma função variável contínua. A função periódica

y(t) tem

seu valor RMS dado por

()

[]

()

[]

dtty

RMS

∫∫

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A potência instantânea em uma resistência é dada por Rtitp

)]([)( = . Diz-se que

a corrente periódica

i(t) tem um valor RMS (I

RMS

) se uma corrente constante deste

valor resultasse na mesma potência média que a do valor periódico. Assim,

()

[]

Rdtti

RMS

∫

da qual extrai-se que

()

[]

dtti

RMS

∫

Em um procedimento análogo, pode-se então obter a equação de cálculo da

tensão RMS:

()

[]

∫

RMS

dttv

Finalmente, considerando uma coleção de N amostras de tensão {

, v

,..., v

tem-se o cálculo RMS empregado nos procedimentos do PIC:

PIC i

∑

(3.4)

A equação 3.4 é válida para qualquer forma de onda, uma vez que não requer

fator de conversão (

Crest Factor) entre o valor de pico e o RMS que dependa do tipo

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de sinal. O cálculo RMS da tensão no módulo de leitura é procedido com um total de

310 amostras (

N = 310), sendo iniciado logo após o término da conversão A/D, como

mostra a figura 3.12 (vermelho – canal 4). Seu período de duração é de 6,2 ms, o que

corresponde a 37,2% do ciclo da tensão da rede (60 Hz). Considerando os 39% da

digitalização, tem-se que 76,2% de cada ciclo são gastos no MCU com estes dois

processos. De acordo com a figura, os 23,8% que restam são suficientes para a

realização, sem ferir o princípio de resposta ciclo a ciclo, das demais tarefas previstas

firmware, a saber: determinação do tap a ser acionado, enquadramento da tensão à

resolução nº 505 da ANEEL e envio do valor RMS ao computador via porta serial (RS-

232).

Figura 3.12 - Medição do período de cálculo RMS (logo após a conversão A/D).

d.3) Função de Transferência do MCU

A função de transferência obtida como resposta digital linearizada do

dispositivo para os valores calculados não corresponde ao que é lido no multímetro

conectado à fonte alimentadora. Isto se deve às aproximações decorrentes da interação

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entre os níveis de quantização do microcontrolador e os valores de tensão retificados.

Os dados experimentais da tabela 3.1 expressam tal discrepância.

A observação dos valores tabelados revela que a variação média entre leituras

sucessivas do microcontrolador (V

PIC

), empregando a equação 3.4 pura e

simplesmente, é cerca de duas vezes maior que a do multímetro (V

MULTÍMETRO

). Deste

modo, há um distanciamento entre os dois tipos de leituras à medida que aumentam os

valores lidos, como mostram os gráficos da figura 3.13.

Tabela 3.1 - Relação entre as leituras do multímetro e do PIC (sem ajustes).

[V] V

MULTIMETRO

[V] V

PIC

[V]

0,000 0,000 0,000

10,000 10,000 15,000

20,000 20,000 36,000

30,000 30,000 58,000

40,000 40,000 80,000

50,000 50,000 102,000

60,000 60,000 124,000

70,000 70,000 146,000

80,000 80,000 168,000

90,000 90,000 190,000

100,000 100,000 212,000

110,000 110,000 234,000

120,000 120,000 256,000

130,000 130,000 278,000

140,000 140,000 300,000

150,000 150,000 322,000

160,000 160,000 344,000

170,000 170,000 366,000

180,000 180,000 388,000

190,000 190,000 410,000

200,000 200,000 432,000

210,000 210,000 454,000

220,000 220,000 477,000

230,000 230,000 498,000

240,000 240,000 520,000

Variação média: 10,000 21,042

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Figura 3.13 - Desvio entre as leituras do multímetro e do PIC (sem ajustes).

A equação que rege as funções de transferência da figura anterior é do tipo

bxaxfy +== .)(

, sendo a e b constantes. Por conseguinte, torna-se possível o ajuste

da curva obtida com o MCU a fim de aproximá-la o máximo possível da curva de

leitura do multímetro em relação às tensões analógicas de entrada (

). Deste modo,

tem-se a equação 3.5:

PPIC

VKV K

(3.5)

Sendo:

, K

= Constantes de calibração;

PIC

= Tensão RMS inicialmente calculada pelo PIC;

= Tensão RMS parametrizada (meta da calibração:

Vv=

Como já mencionado, os valores RMS da tabela 3.1 foram obtidos com o

emprego da equação 3.4, ou seja, sem qualquer tipo de ajuste de correção de valores.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Porém, estes mesmos cálculos poderiam ser realizados com o emprego da equação 3.5,

desde que se adotasse

= 1 e K

= 0, pois, deste modo, este não alteraria a soma e

nem aquele a multiplicação.

Com o intuito de determinar os valores de

e K

capazes de deslocar e ajustar

a curva de cálculos do microcontrolador da figura 3.13, estabeleceu-se um sistema

linear de 2 equações e 2 variáveis do tipo:

(1) 1 (1) 2

(2) 1 (2) 2

PPIC

VKV K

⎧

⎪

⎨

⎪

⎩

Como já mencionado, o objetivo da calibração é que a tensão RMS

parametrizada (

) seja igual à tensão analógica de entrada (v

). Deste modo, os

valores considerados no sistema para

serão tomados da coluna v

. Saliente-se, então,

que

P(1)

e V

PIC(1)

correspondem aos valores de uma dada linha da tabela 3.1, enquanto

que

P(2)

e V

PIC(2)

correspondem aos valores de uma outra linha. Isolando K

primeira equação do sistema, tem-se:

2(1)1(1)

PPIC

KV KV

− (3.6)

Substituindo (3.6) na segunda equação do sistema e isolando K

, tem-se a equação

(3.7):

(2) (1)

PIC PIC

−

(3.7)

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Com vistas à obtenção dos melhores resultados possíveis para as constantes de

calibração

e K

, cinco estudos de casos foram formulados: A, B, C, D e ajuste

médio. Nos quatro primeiros casos, os valores da segunda equação do sistema linear

sempre correspondem às medições feitas em 240 V

RMS

. Os valores empregados na

primeira equação de cada caso, todavia, são diferentes entre si. Deste modo, pequenas

variações quanto aos valores das constantes foram obtidas, o que fomentou o

desenvolvimento de um último caso, no qual os valores das mesmas correspondem à

média aritmética dos resultados logrados nos casos anteriores.

No caso A foram consideradas as leituras feitas em 30 V

RMS

, gerando o seguinte

sistema:

30 .58

240 .520

⎧

⎨

⎩

Empregando as equações (3.6) e (3.7), têm-se os valores das constantes:

0,455K

3, 636K

Determinados os valores das constantes, os resultados dos ajustes das leituras

do PIC foram obtidos e estão listados na tabela 3.2. A variação média obtida (9,574) e

o gráfico da figura 3.14 revelam que houve uma considerável aproximação em relação

às tensões analógicas de entrada, representadas pela curva de leituras do multímetro.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Tabela 3.2 - Leituras do PIC após ajustes do caso A.

[V] V

PIC

[V] V

P(A)

[V] Erro A

0,000 0,000 3,636 3,636

10,000 15,000 10,461 0,461

20,000 36,000 20,016 0,016

30,000 58,000 30,026 0,026

40,000 80,000 40,036 0,036

50,000 102,000 50,046 0,046

60,000 124,000 60,056 0,056

70,000 146,000 70,066 0,066

80,000 168,000 80,076 0,076

90,000 190,000 90,086 0,086

100,000 212,000 100,096 0,096

110,000 234,000 110,106 0,106

120,000 256,000 120,116 0,116

130,000 278,000 130,126 0,126

140,000 300,000 140,136 0,136

150,000 322,000 150,146 0,146

160,000 344,000 160,156 0,156

170,000 366,000 170,166 0,166

180,000 388,000 180,176 0,176

190,000 410,000 190,186 0,186

200,000 432,000 200,196 0,196

210,000 454,000 210,206 0,206

220,000 477,000 220,671 0,671

230,000 498,000 230,226 0,226

240,000 520,000 240,236 0,236

Variação média: 21,042 9,574 *****

Erro mínimo: ***** ***** 0,016

Erro máximo: ***** ***** 0,671

Figura 3.14 - Aproximação entre leituras após ajustes do caso A.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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No ajuste B foram tomadas as leituras feitas em 10 V

RMS

, gerando o seguinte

sistema:

10 .15

240 .520

⎧

⎨

⎩

Empregando as equações (3.6) e (3.7), têm-se os valores das constantes:

0,455K

3,168K

De posse das constantes, os ajustes das leituras do PIC foram obtidos e estão

listados na tabela 3.3.

Tabela 3.3 - Leituras do PIC após ajustes do caso B.

[V] V

PIC

[V] V

P(B)

[V] Erro B

0,000 0,000 3,168 3,168

10,000 15,000 9,993 0,007

20,000 36,000 19,548 0,452

30,000 58,000 29,558 0,442

40,000 80,000 39,568 0,432

50,000 102,000 49,578 0,422

60,000 124,000 59,588 0,412

70,000 146,000 69,598 0,402

80,000 168,000 79,608 0,392

90,000 190,000 89,618 0,382

100,000 212,000 99,628 0,372

110,000 234,000 109,638 0,362

120,000 256,000 119,648 0,352

130,000 278,000 129,658 0,342

140,000 300,000 139,668 0,332

150,000 322,000 149,678 0,322

160,000 344,000 159,688 0,312

170,000 366,000 169,698 0,302

180,000 388,000 179,708 0,292

190,000 410,000 189,718 0,282

200,000 432,000 199,728 0,272

210,000 454,000 209,738 0,262

220,000 477,000 220,203 0,203

230,000 498,000 229,758 0,242

240,000 520,000 239,768 0,232

Variação média: 21,042 9,574 *****

Erro mínimo: ***** ***** 0,007

Erro máximo: ***** ***** 0,452

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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A variação média obtida foi idêntica à anterior. Em contrapartida, os erros

máximo e mínimo dos ajustes diminuíram. Mesmo assim, o resultado final, mostrado

no gráfico da figura 3.15, revela uma oscilação um pouco maior dos resultados em

relação ao caso A.

Figura 3.15 - Aproximação entre leituras após ajustes do caso B.

No ajuste C foram tomadas as leituras feitas em 60 V

RMS

, gerando o seguinte

sistema:

60 .123

240 .520

⎧

⎨

⎩

Empregando as equações (3.6) e (3.7), têm-se os novos valores das constantes:

0,453K =

4,232K

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Calculadas as constantes, os novos ajustes das leituras do PIC foram obtidos e

estão listados na tabela 3.4.

Tabela 3.4 - Leituras do PIC após ajustes do caso C.

[V] V

PIC

[V] V

P(C)

[V] Erro C

0,000 0,000 4,232 4,232

10,000 15,000 11,027 1,027

20,000 36,000 20,540 0,540

30,000 58,000 30,506 0,506

40,000 80,000 40,472 0,472

50,000 102,000 50,438 0,438

60,000 124,000 60,404 0,404

70,000 146,000 70,370 0,370

80,000 168,000 80,336 0,336

90,000 190,000 90,302 0,302

100,000 212,000 100,268 0,268

110,000 234,000 110,234 0,234

120,000 256,000 120,200 0,200

130,000 278,000 130,166 0,166

140,000 300,000 140,132 0,132

150,000 322,000 150,098 0,098

160,000 344,000 160,064 0,064

170,000 366,000 170,030 0,030

180,000 388,000 179,996 0,004

190,000 410,000 189,962 0,038

200,000 432,000 199,928 0,072

210,000 454,000 209,894 0,106

220,000 477,000 220,313 0,313

230,000 498,000 229,826 0,174

240,000 520,000 239,792 0,208

Variação média: 21,042 9,532 *****

Erro mínimo: ***** ***** 0,004

Erro máximo: ***** ***** 1,027

A variação média obtida para este caso (9,532) se afastou um pouco mais do

parâmetro ideal (10,000) e o erro máximo aumentou. Assim, apesar de apresentar até o

momento o menor erro mínimo, o caso C mostrou ser um pouco menos eficiente que os

anteriores, sobretudo no referente aos menores valores de tensão analógica de entrada,

como mostra a figura 3.16.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Figura 3.16 - Aproximação entre leituras após ajustes do caso C.

No ajuste D foram consideradas as leituras feitas em 120 V

RMS

, gerando o

sistema:

120 .256

240 .520

⎧

⎨

⎩

Mais uma vez através das equações (3.6) e (3.7) são determinadas as constantes:

0,455K

3, 636K

Naturalmente, como as constantes obtidas aqui foram idênticas às do estudo de

caso A, os valores RMS ajustados, os erros e a variação média serão também

equivalentes. Por conseguinte, o comportamento gráfico do caso D e A são

absolutamente iguais.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Como visto, variações dos valores tomados para primeira equação do sistema

linear geram pequenas oscilações entre os ajustes de cada estudo de caso. Desta feita,

um último ajuste foi elencado. Neste novo caso, as equações (3.6) e (3.7) não foram

mais consideradas; as constantes

e K

foram obtidas pela média aritmética dos

valores equivalentes dos casos anteriores. Portanto, tem-se:

0,455 0,455 0,453 0,455

+++

⇒

0,455K =

3,636 3,168 4,232 3,636

++ +

⇒

3, 668K =

A tabela 3.5 apresenta os ajustes médios sobre as medições das tensões

analógicas de entrada.

Tabela 3.5 - Leituras do PIC após ajuste médio.

[V] V

PIC

[V] V

P(médio)

[V] Erro médio

0,000 0,000 3,668 3,668

10,000 15,000 10,486 0,486

20,000 36,000 20,030 0,030

30,000 58,000 30,029 0,029

40,000 80,000 40,028 0,028

50,000 102,000 50,027 0,027

60,000 124,000 60,026 0,026

70,000 146,000 70,025 0,025

80,000 168,000 80,024 0,024

90,000 190,000 90,023 0,023

100,000 212,000 100,022 0,022

110,000 234,000 110,021 0,021

120,000 256,000 120,020 0,020

130,000 278,000 130,019 0,019

140,000 300,000 140,018 0,018

150,000 322,000 150,017 0,017

160,000 344,000 160,016 0,016

170,000 366,000 170,015 0,015

180,000 388,000 180,014 0,014

190,000 410,000 190,013 0,013

200,000 432,000 200,012 0,012

210,000 454,000 210,011 0,011

220,000 477,000 220,465 0,465

230,000 498,000 230,009 0,009

240,000 520,000 240,008 0,008

Variação média: 21,042 9,563 *****

Erro mínimo: ***** ***** 0,008

Erro máximo: ***** ***** 0,486

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Apesar de a variação média ser, neste caso, um pouco menor do que nos casos

A e B, provocando um maior afastamento em relação ao parâmetro ideal, houve um

aumento de precisão das leituras. Os erros máximo e mínimo, inclusive, são

satisfatoriamente baixos. Consequentemente, o ajuste da curva de leituras do MCU

perfaz-se quase como uma sobreposição à curva de referência, de acordo com a figura

3.17.

Figura 3.17 - Aproximação entre leituras após ajuste médio.

Após esta exaustiva parametrização do cálculo RMS do microcontrolador, pode-

se escrever a equação definitiva empregado no firmware do módulo de leitura:

0,455. 3,668

PPIC

(3.8)

Sendo:

PIC

= Tensão originalmente calculada pelo MCU;

= Tensão RMS parametrizada pelas constantes de calibração.

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d.4) Ações de Comando

A cada ciclo da rede é realizada a digitalização e o cálculo do valor RMS da

tensão da fonte, como explanado anteriormente. A partir disto, o microcontrolador

pode, então, executar as três ações de comando previstas no firmware do módulo de

leitura (nesta ordem):

1. Enquadramento da tensão à resolução nº 505 da ANEEL;

2. Determinação do tap a ser acionado;

3. Envio do valor RMS ao computador via porta serial (RS-232).

Primeiramente, o módulo de leitura RMS enquadra a tensão eficaz da fonte às

regiões previstas na resolução nº 505 da ANEEL [37] e, em seguida, às faixas de

cobertura de cada tap. A figura 3.18 estabelece um paralelo entre as determinações da

norma para as duas faixas de interesse deste trabalho – BT (inferior a 1 kV) e MT

(entre 1 e 69 kV), com a faixa de atuação da unidade de controle eletrônico do RT. São

apresentados ainda os limites previstos à atuação dos taps, sendo 2A e 1A designados

ao abaixamento da tensão, 1E até 6E à elevação e 00 ao tap central. Note-se aqui que

existe uma pequena região de insensibilidade entre os mesmos, a fim de prevenir

chaveamentos sucessivos capazes de desgastar os equipamentos envolvidos no

processo de regulação.

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Figura 3,18 – Faixas de atuação do RT em relação à resolução nº 505 da ANEEL.

A tabela 3.6 apresenta os valores absolutos dos limites de atuação de cada tap,

incluindo os limites máximo e mínimo de atuação do regulador de tensão com CEI.

Tabela 3.6 - Valores RMS de regulação em baixa (BT) e média tensão (MT).

Percentual BT (V

= 220) [V] MT (V

= 9,76) [kV]

Nível

Mín. Méd. Máx. Mín. Méd. Máx. Mín. Méd. Máx.

Máx.

*** *** 1,127V

*** *** 248 *** *** 11

1,077V

1,10V

1,123V

237 242 247 10,51 10,74 10,96

1,027V

1,05V

1,073V

226 231 236 10,02 10,25 10,47

0,977V

1,023V

215 220 225 9,54 9,76 9,98

0,927V

0,95V

0,973V

204 209 214 9,05 9,27 9,5

0,877V

0,90V

0,923V

193 198 203 8,56 8,78 9,01

0,827V

0,85V

0,873V

182 187 192 8,07 8,3 8,52

0,777V

0,80V

0,823V

171 176 181 7,58 7,81 8,03

0,727V

0,75V

0,773V

160 165 170 7,1 7,32 7,54

0,677V

0,70V

0,723V

149 154 159 6,61 6,83 7,06

Mín.

0,673V

*** *** 148 *** *** 6,57 *** ***

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Uma vez determinada a aplicação da resolução da ANEEL e a comutação do tap

regulador, o módulo de leitura RMS faz uso de um protocolo serial (RS-232) para

proceder ao envio do valor RMS obtido ao computador. Os dados são enviados em alta

velocidade (115200 bps) para que a filosofia de leitura da tensão ciclo a ciclo

permaneça vigorante. A figura 3.19 apresenta o software empregado na aquisição e

análise dos valores processados no presente módulo.

Figura 3.19 - Software de aquisição dos dados do módulo de leitura RMS.

e) Decoder

O decoder é um dispositivo capaz de receber um comando codificado e

transforma-lo em uma informação de saída. No caso do CD74HCT4514, CI empregado

neste desenvolvimento, 04 vias de endereçamento (A3, A2, A1 e A0) são

decodificadas em 16 vias de comando (Y0 a Y15), sempre uma de cada vez. Para

tanto, existem duas vias de controle que devem ser utilizadas: o Enable (

), que atua

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diretamente sobre as saídas, e o Latch Enable (LE ), atuando sobre as entradas. A

figura 3.20 apresenta diagrama lógico interno do dispositivo, revelando a interação

entre os pinos mencionados acima.

Figura 3.20 - Diagrama lógico do decoder CD74HCT4514.

A saída selecionada é habilitada pela aplicação de um nível baixo (em padrão

TTL) na entrada Enable (

). Um nível alto em

inibe a operacionalidade de todas as

saídas. Quando o Latch Enable (LE ) é “setado” (nível alto – H), as saídas

acompanham as mudanças de endereçamento das entradas. Todavia, se

LE for

“resetado” (nível baixo – L), elas deixarão de acompanhar tais mudanças e

permanecerão no estado anterior ao desligamento do

latch (H ou L). A tabela 3.7

corresponde à tabela verdade do mapeamento do dispositivo, incluindo os taps

acionados em cada saída e o endereço de comando enviado pelo PIC.

De acordo com as informações tabeladas, três características tornam o decoder

uma opção bastante interessante para a comutação segura dos taps:

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• Quando E = H todas as saídas são desligadas independentemente do

endereçamento, o que elimina qualquer possibilidade de curto-circuito

provocado pelo controle eletrônico do RT no intervalo entre as comutações de

taps;

• Somente uma única saída (ou um único tap) pode ser acionada quando E = L,

evitando curtos durante a operação de um dado tap;

• Nas regiões de insensibilidade, o MCU faz LE = L, “congelando” as saídas em

seu estado anterior e rechaçando as possibilidades de rebatimento entre taps.

Tabela 3.7 - Tabela verdade de mapeamento do CD74HCT4514 e acionamento dos taps.

Entradas do decoder

A3 A2 A1 A0

Saídas do

decoder (H)

Tap

comandado

Endereçamento

do PIC (hex.)

L L L L L Y0 *** ***

L L L L H Y1 *** ***

L L L H L Y2 6E 02h

L L L H H Y3 *** ***

L L H L L Y4 *** ***

L L H L H Y5 *** ***

L L H H L Y6 *** ***

L L H H H Y7 *** ***

L H L L L Y8 00 08h

L H L L H Y9 1E 09h

L H L H L Y10 2A 0Ah

L H L H H Y11 1A 0Bh

L H H L L Y12 4E 0Ch

L H H L H Y13 5E 0Dh

L H H H L Y14 2E 0Eh

L H H H H Y15 3E 0Fh

H X X X X Todas = L Desliga todos X

Observações:

1. Em todos os casos

LE = H;

2. H – nível alto, L – nível baixo, X – não importa.

Como visto, o emprego do decoder corrobora com a entrega ao módulo

decisório de um comando preciso e seguro, tanto para o acionamento quanto para o

desligamento de taps.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

3.2.3- ESTRUTURA DE FIRMWARE

O controle eletrônico inteligente do RT foi idealizado segundo as bases de um

ramo da Inteligência Artificial (I.A.) denominado Sistema Especialista [43]. Na

verdade, como o controle é constituído por dois módulos, o de leitura RMS e o

decisório, têm-se a interação entre duas unidades inteligentes em prol da eliminação de

fenômenos de variação da tensão sobre a carga.

Um sistema especialista é autônomo porque emula o raciocínio humano do

especialista no que tange os procedimentos de controle a serem realizados [44]. Ele é

basicamente constituído por uma base de conhecimento aliada a uma máquina de

inferência.

A base de conhecimento é constituída por dois pilares: fatos e regras. A base de

fatos representa o conhecimento detido sobre o estado atual das variáveis envolvidas

no problema a ser resolvido. Na base de regras é representado o conhecimento do

especialista sobre o assunto. A máquina de inferência é responsável por avaliar,

encadear e determinar quando e como este conhecimento deve ser aplicado, ou seja,

ela faz com que a base de regras atue sobre a base de fatos a fim de determinar a

correção ou ajuste pretendido.

No caso do módulo de leitura, todas as atenções se voltam à variável que

armazena, ciclo a ciclo, o valor RMS calculado. A partir deste fato, o processador

interno do microcontrolador (máquina de inferência) começa a avaliar a situação atual

da tensão em conformidade às duas regras propostas no firmware: a resolução nº 505

da ANEEL e a determinação do tap a ser acionado. O fluxograma da figura 3.21

apresenta a estruturação seqüenciada das ações do presente módulo.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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Figura 3.21 - Fluxograma operacional do módulo de leitura RMS.

A seguir será apresentada uma descrição de todos os passos desenvolvidos no

firmware:

• Passo 01 (Início): Energização do dispositivo. Todas as variáveis são

“setadas”, mas nenhuma ação de controle é executada;

• Passo 02 (Decisão 1: Zero de tensão?):

O código procura por um zero de

tensão para que o processo de digitalização possa ter início. Traça-se, então, um

loop com o passo 3 até que haja um resultado para a busca, momento em que

ocorre o direcionamento para o passo 4;

• Passo 03 (Aguarda por zero): Programa espera pelo zero de tensão mais

próximo;

• Passo 04 (Amostragem e digitalização do sinal do TP): O sinal proveniente

do TP começa a ser digitalizado, perfazendo o total de 310 amostras

anteriormente descrito. Um intervalo de 21 µs é utilizado entre a captura de

amostras sucessivas, de modo que o tempo total do processo é de 6,5 ms;

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• Passo 05 (Sinal retificado armazenado): As amostras coletadas são

armazenadas em um vetor para posterior análise;

• Passo 06 (Cálculo RMS): Finalizada a conversão A/D, tem início o cálculo

RMS, momento em que é empregada a equação 3.8;

• Passo 07 (Parametrização à Res. nº 505): O valor calculado no passo anterior

é analisado segundo a base de regras constituída pelos limites propostos na

Resolução nº 505 da ANEEL. É feita, então, a sinalização ao usuário do

enquadramento atual da tensão;

• Passo 08 (Decisão 2: Tensão na faixa de regulação?): Após a parametrização

do passo 07, o firmware avalia se o valor de tensão RMS calculado pode ser

regulado, caso seja necessário. Em outras palavras, VTCD’s presentes no sinal

coletado junto à fonte só poderão ser corrigidos se suas amplitudes estiverem

entre 67,3% e 112,7% do valor nominal da tensão. Se esta condição for

atendida, o programa é direcionado para o passo 09; caso contrário o passo 10 é

acionado;

• Passo 09 (Decisão 3: Região de insensibilidade?): Neste ponto o firmware

verifica se a tensão já pode ser enquadrada em algum tap de regulação ou se

está situada em das regiões de insensibilidade. Se a primeira opção for

verificada, o código segue para o passo 11, senão é deslocado para o passo 12;

• Passo 10 (Desliga taps): Todos os taps são desligados, uma vez que a tensão

extrapolou os limites de capacidade de regulação do RT. Isto é feito com a

atribuição de nível baixo ao Latch Enable do decoder. O programa retorna,

então, para o ponto de partida e aguarda por um novo zero de tensão para que o

processo possa ser repetido;

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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• Passo 11 (Determina tap regulador): O tap apropriado é codificado e

endereçado ao decoder, o qual decodifica a informação e repassa ao módulo

decisório. Na seqüência, o programa retorna ao seu nó inicial;

• Passo 12 (Trava comutação): Encontrada uma região de insensibilidade é

atribuído um nível alto ao Enable do decoder visando prevenir oscilações

rápidas e continuadas entre taps. Feito isto, o programa retorna ao nó inicial.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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3.3- MÓDULO DECISÓRIO

3.3.1- VISÃO GERAL

Uma vez verificada a incidência de algum tipo de distúrbio sobre a tensão

fornecida à carga, seja um

voltage sag ou um voltage swell, faz-se necessário decidir

quando e como efetuar o procedimento de correção. Este é o papel desempenhado pelo

módulo decisório, mostrado na figura 3.22.

Figura 3.22 - Diagrama esquemático do módulo decisório.

Após receber o comando do módulo de leitura RMS a respeito do tap a ser

acionado, o módulo decisório busca uma confirmação da ação a ser tomada e executa-a

em sincronismo com a tensão da fonte. Para tanto, faz-se necessário identificar os

zeros da tensão fornecida pelo TP. Contudo, não pode haver risco de curto-circuito

durante a comutação, ou seja, durante a retirada de um tap e a inserção de outro.

Assim, através de um transformador de corrente (TC), é feita uma inspeção de

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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segurança na amplitude da corrente drenada pela carga, tanto para verificar o seu

desligamento quanto para prevenir que curtos-circuitos sejam induzidos pelo controle

eletrônico.

Na seqüência, serão explanados todos os aspectos relevantes do módulo

decisório, desde o projeto dos circuitos que compõem seu hardware até a estrutura

lógica de funcionamento de seu firmware.

3.3.2- ESTRUTURA DE HARDWARE

a) Transformador de potencial (TP)

Um único TP foi utilizado para as referências de zeros em ambos os módulos do

controle eletrônico. Todas as características relevantes ao projeto do controle que lhe

dizem respeito já foram anteriormente explanadas, não cabendo aqui novas

ponderações.

b) Transdutor de corrente (TC)

A fim de que a corrente drenada pela carga pudesse ser continuamente

monitorada, um transdutor de corrente (TC) foi empregado no processo. Com captura

por efeito Hall, o dispositivo pode receber no primário um valor RMS de até 200 A,

com uma relação de transformação (K) de 10000. Deste modo, se a corrente no

primário (I

) for, por exemplo, igual a 100 A, a corrente no secundário (I

)

corresponderá a 10 mA. Para simplificar sua utilização, entretanto, a resposta de

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corrente na saída é entregue em forma de tensão (V

), a qual pode variar entre 0 e

+5V

RMS

. Logo, no exemplo proposto V

será de 2,5 V

RMS

. A figura 3.23 apresenta o

modelo de transdutor empregado nesta pesquisa.

Figura 3.23 - Transdutor de corrente empregado na monitoração da corrente na carga.

Como é possível perceber, o equipamento em questão destina-se a sistemas com

elevada corrente de carga, os quais não podem ser reproduzidos em laboratórios de

pesquisa universitária, como os encontrados na Universidade Federal de Uberlândia.

Deste modo, seu uso restringiu-se aos testes e aplicações em média tensão. Testes

estes, inclusive, que foram realizados nas dependências do LACTEC (Instituto de

Tecnologia para o Desenvolvimento), como será comentado no próximo capítulo.

Para os testes em baixa tensão, o TC foi substituído por um TP, cujo sinal foi

retificado e condicionado de tal maneira a fornecer uma resposta em tensão similar à

concedida pelo dispositivo de corrente. Assim, um retificador de onda completa,

similar ao utilizado no módulo de leitura RMS, foi empregado, como será apresentado

mais adiante.

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c) Comparador Ativo

O comparador ativo utilizado no módulo decisório tem exatamente as mesmas

características do que foi apresentado no módulo anterior, ou seja, o seu papel é

detectar os zeros de tensão. A diferença é que, agora, a finalidade de tal detecção não é

mais para determinar o início da conversão A/D como outrora, mas sim para demarcar

o instante ideal para que a tensão, já corrigida pelo controle eletrônico, seja novamente

fornecida à carga.

d) Filtro Passa-Faixa (PF)

Procurando prevenir que possíveis distorções, ruídos ou mesmo freqüências

harmônicas na corrente capturada pelo TC fossem repassadas ao circuito de

condicionamento (retificador) e, por conseguinte, ao microcontrolador do módulo

decisório, um filtro passa-faixa foi desenvolvido. Trata-se de um filtro ativo

sintonizado em 60 Hz, freqüência de operação adotada no Brasil. As figuras 3.24 e

3.25 apresentam, respectivamente, o modelo de circuito implementado e a sua curva de

resposta em freqüência.

Figura 3.24 – Modelo do filtro PF implementado no projeto.

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Figura 3.25 - Curva de resposta em freqüência do filtro PF.

Segundo [41], a freqüência de sintonia do circuito (f

) pode ser obtida pela

seguinte relação:

210

fff =

(3.9)

Sendo:

= Freqüência de corte inferior;

= Freqüência de corte superior;

= Freqüência de sintonia do filtro.

Para que

corresponda a 60 Hz, conforme desejado, adotou-se fc1 e fc2 iguais

a, respectivamente, 46,9 Hz e 76,9 Hz. Deste modo, tem-se:

46,9.76,9 60, 06f ==

Por conseguinte, a largura de banda (BW) é dada por:

76,9 46,9 30BW

−=

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Assim, as freqüências excedentes à faixa de passagem do filtro serão ceifadas,

otimizando a coleta de sinal de corrente para avaliação do MCU. A figura 3.26(a), (b),

diferentes freqüências adicionais, ou seja, além da freqüência de 60 Hz do sinal

naturalmente produzida pelo TC.

(a)

(b)

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(c)

(d)

Figura 3.26 – Simulações computacionais do circuito de filtragem do sinal do TC.

(a) Sem nenhuma freqüência adicional;

(b) Com freqüências adicionais de 180 e 300 Hz;

(d) Com freqüência adicional de 540 e 2400 Hz.

Os gráficos da figura anterior apresentam o sinal de entrada (azul) em forma de

tensão. Como a corrente no secundário do TC pode atingir, no máximo, 20 mA, a

maior tensão de entrada do filtro será sempre de 100 mV. Vale salientar ainda que, a

amplitude da tensão filtrada na saída do dispositivo (vermelha) foi projetada para ser,

aproximadamente, 17 vezes maior que a da entrada. Isto é justificado pela necessidade

de adequação da amplitude do sinal proveniente do transdutor às características do

retificador de onda completa que recebe o sinal de saída do filtro.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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e) Retificador de onda completa

O esquema elétrico do retificador de precisão de onda completa utilizado no

módulo decisório segue uma configuração equivalente à do circuito apresentado no

módulo anterior, exceto pelo fato de que sua saída é subdividida em duas: uma não é

alisada por capacitor eletrolítico e a outra sim. O presente circuito é destinado à

retificação do sinal proveniente do transdutor de corrente, devidamente filtrado, a fim

de fornecer ao microcontrolador o subsídio necessário para verificar, tanto se a

corrente foi “zerada” no intervalo de comutação entre duas chaves (através da

retificação sem alisamento) quanto se ocorreu algum curto-circuito na carga

(retificação com alisamento).

A figura 3.27 mostra um exemplo de retificação baseado no caso (d) da figura

anterior e comprova que não houve propagação de distorções ao longo do circuito de

controle eletrônico. Ressalte-se que a queda na amplitude da tensão retificada alisada

(verde claro) é devida ao divisor resistivo posicionado entre a saída do retificador

(verde escuro) e o capacitor eletrolítico.

Figura 3.27 - Retificação do sinal filtrado do TC.

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f) Microcontrolador

Dispondo dos sinais, devidamente condicionados, provenientes do TP e do TC,

o microcontrolador do módulo decisório tem todas as informações necessárias para

estabelecer as diretivas à comutação segura dos taps. Novamente, o dispositivo

escolhido para esta função foi o PIC18F2525, pois, em virtude das características

anteriormente apresentadas, possui totais condições de desempenhar uma eficiente

operação do controle decisório.

A participação do módulo decisório no controle eletrônico do RT tem uma única

tônica: primar pela segurança antes, durante e depois do acionamento de um

determinado tap. E esta razão, por si só, já representou um motivo suficientemente

grande para o desmembramento do presente módulo em relação ao anterior, uma vez

que isto proporcionaria maior eficiência para ambos.

O módulo decisório começa sua atuação acionando o tap central (00) durante

um segundo. Por esta razão, pode ser concebido como o motor de partida do controle

eletrônico. Feito isso, tem início a seqüência de ações do microcontrolador,

entremeando verificações de comando do módulo de leitura RMS, checagem de zeros

de corrente, busca por zeros de tensão e checagem de níveis de curto-circuito,

conforme será visto a seguir.

Feito o acionamento de partida do tap 00, ação executada uma única vez, o

módulo decisório aguarda pelo comando do módulo de leitura RMS determinando o

tap a ser acionado. Na verdade, antes que as chaves que compõem o referido tap sejam

de fato energizadas, mais duas confirmações de comando serão requeridas. O objetivo

disto é evitar rebatimentos de tap decorrentes de oscilações exacerbadas na tensão da

fonte, o que poderia gerar transitórios e desgastes em todo o equipamento.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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A checagem de zeros de corrente é realizada a partir da conversão A/D do sinal

retificado do TC. Ao todo, são armazenadas 96 amostras, coletadas a cada 85 µs,

totalizando um período de digitalização de 8,16 ms. Tal verificação é realizada sempre

que um comando de desligamento de taps for utilizado, objetivando comprovar o corte

na alimentação da carga.

Encontrados os zeros de corrente, o caminho está aberto para o acionamento do

tap que regulará a tensão na carga. Porém, se esta fosse re-injetada em qualquer

instante, a dissipação de potência nas chaves poderia aumentar significativamente,

sobretudo quando a regulação ocorresse próximo ao valor de pico da referida grandeza.

Dependendo da carga, os resultados seriam desastrosos, não somente para os tiristores,

mas para todo o sistema influenciado pelo RT. Assim, a busca do MCU por zeros

(pontos de inflexão do sinal senoidal) é crucial para localizar o momento mais

oportuno à concretização do ajuste de tensão.

Uma vez acionado o tap regulador, o módulo decisório lhe garante uma

permanência mínima de 25 ms, o que corresponde a um ciclo e meio da rede elétrica.

Após este período ocorre uma checagem de curto-circuito na carga, a qual é realizada a

partir de uma rápida conversão A/D. A digitalização, agora, é realizada sobre o sinal

retificado e alisado proveniente do TC. São coletadas apenas 5 amostras, separadas por

23 µs, totalizando um período de 115 µs (0,7% do ciclo da rede). Desta feita, o código

interpretará que houve um curto sempre que o sinal digitalizado suplantar o nível de

1,4 Volts. A partir daí, medidas cautelares de emergência deverão ser tomadas, como,

por exemplo, o acionamento de um estágio by-pass ou o desligamento de todos os taps

por um determinado período.

Como será visto na seqüência, o

firmware do módulo decisório permanecerá em

operação cíclica no último estágio apresentado (acionamento de tap com permanência

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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mínima e checagem de curto-circuito) até que receba um novo comando de comutação

provindo do módulo de leitura RMS.

3.3.3- ESTRUTURA DE FIRMWARE

O firmware do módulo decisório é parte integrante do mecanismo de

Inteligência Artificial do controle eletrônico do RT. A fim de esclarecer, passo a

passo, a operação seqüenciada do referido código, o fluxograma da figura 3.28 foi

desenvolvido.

Figura 3.28 - Fluxograma operacional do módulo decisório.

Os itens abaixo descrevem todos os procedimentos desenvolvidos no código e

tornam mais evidente as operações do fluxograma:

• Passo 01 (Início): A tensão na carga é nula e no controle inteligente são

aplicadas as configurações iniciais do dispositivo. As variáveis locais e globais

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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são “setadas” e todas as saídas permanecem sem informações. Vale ressaltar

que este passo é executado somente no instante inicial da execução do código e

tem duração extremamente rápida (alguns poucos microssegundos);

• Passo 02 (Aciona tap 00): O tap central é inicialmente acionado por 1 s, sendo

este tempo adequado às condições de inicialização do ambiente e da carga a ser

controlada;

• Passo 03 (Identifica comando de comutação): É feita a identificação do

comando enviado pelo módulo de leitura RMS sobre o tap a ser acionado;

• Passo 04 (Decisão 1: Comando identificado?): Na primeira verificação o

código averigua se de fato o comando do módulo de leitura pôde ser

identificado. Em caso afirmativo, o programa segue para o passo 06; senão, é

direcionado ao passo 05;

• Passo 05 (Medida cautelar): Esta medida corresponde a qualquer tipo de ação

destinada a proteger a carga ou mesmo todo o sistema envolvido na operação,

como, por exemplo, o desligamento das chaves condutoras dos taps, o

acionamento do tap central ou ainda o acionamento de uma unidade

by-pass;

• Passo 06 (Desliga taps): Todos os taps são desligados por um período fixo

mínimo de 3 ms;

• Passo 07 (Amostragem e digitalização do sinal do TC):

O sinal de tensão

proveniente do transdutor de corrente começa a ser digitalizado segundo

parâmetros do microcontrolador (MCU). Este procedimento está ajustado para

durar 8,16 ms, sem contar o tempo de localização dos zeros de tensão;

• Passo 08 (Sinal senoidal armazenado): Os dados digitalizados são

armazenados em dois vetores: um vetor de 5 posições para armazenamento do

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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nível de curto-circuito e outro de 96 posições destinado ao armazenamento dos

“zeros” de corrente;

• Passo 09 (Decisão 2: Curto-circuito detectado?): A partir do que foi

digitalizado, a primeira ação é identificar a presença de curto-circuito no

sistema. Se esta busca obtiver resultado positivo, uma medida cautelar (vide

passo 05) deverá ser tomada; senão, o programa segue para o passo 10;

• Passo 10 (Decisão 3: Nº de zeros >= LIMITE e Última amostra = 0?): Antes

de realizar o acionamento do tap que regulará satisfatoriamente a tensão na

carga, o código-fonte precisa certificar-se de que o tap que até então garantia a

alimentação da mesma já não o faz mais. Assim, através da digitalização feita

nos passos 07 e 08, o programa verifica se a corrente de fato “zerou” após o

desligamento dos taps (passo 06). Uma vez comprovado isto, o programa segue

para o passo 12; caso contrário segue para o passo 11. Essa averiguação é feita

pela imposição de duas condições: a quantidade de zeros deve ser maior ou

igual ao LIMITE (90 pontos – 93,75% do total) e a última amostra lida deve ser

identificada como um zero;

• Passo 11 (Aguarda tempo extra):

Este bloco tem a finalidade de oferecer um

tempo adicional (1 ms mais o tempo descrito no passo 07) ao processo de corte

de corrente na carga, de modo que o novo tap possa ser acionado com total

segurança. Na seqüência, o programa será imediatamente redirecionado ao

passo 04;

• Passo 12 (Decisão 4: Zero de tensão?):

O código-fonte passará a buscar um

zero de tensão para que se possa determinar de fato o acionamento de um tap

regulador. A busca tem seguimento até localizar o zero mais próximo, momento

em que o programa é direcionado ao passo 13;

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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• Passo 13 (Decisão 5: Comando alterado?): Apesar da velocidade de execução

do código ser bastante rápida faz-se necessário verificar se o comando

anteriormente atestado pelos passos 03 e 04 ainda permanece o mesmo. Em

caso afirmativo, o programa é direcionado ao passo 14; senão, retrocede ao

passo 03;

• Passo 14 (Decisão 6: Curto-circuito detectado?): É feita uma nova checagem

preventiva contra curtos-circuitos, similarmente ao que se procedeu no passo

09. Se esta busca obtiver resultado positivo, uma medida cautelar (passo 05)

deverá ser tomada; senão, o programa segue para o passo 15;

• Passo 15 (Aciona tap regulador): Agora um tap já pode ser efetivamente

acionado, seja de abaixamento (1A e 2A), de elevação (1E até 6E) ou o central

(00). Este procedimento é garantido por um tempo mínimo de 25 ms.

Transcorrido este período, o programa é redirecionado ao passo 13,

estabelecendo um loop de checagens de curtos-circuitos (ciclo sim, ciclo não) e

permanecendo sem nenhum tipo de desligamento das chaves procedido pelo

programa, a menos que as condições impostas nos passos 13 ou 14 sejam

violadas.

Capítulo III - Projeto e Desenvolvimento do Controle Eletrônico

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3.4- CONSIDERAÇÕES FINAIS

No presente capítulo, a unidade de controle eletrônico do RT foi apresentada e

analisada através de seus dois módulos: o de leitura RMS e o decisório. Conforme o

teor aqui exposto, o emprego de microcontroladores em ambos exerceu papel de

destacada relevância na manutenção da proposta de controle autônomo e inteligente.

Entretanto, a comunicação do universo programável dos PICs (firmwares) com o

sistema de distribuição de energia que mantém as cargas em operação só pode ser

realizada mediante circuitos de condicionamento de sinal. Desta feita, as

características relevantes dos hardwares projetados para este propósito foram

explanadas, como seus modos de operação, equações, curva de resposta e

comportamentos gráficos. E o que se tem aqui é uma combinação entre dispositivos

analógicos e digitais, objetivando sempre manter um alto padrão de confiabilidade do

controle do regulador de tensão durante as rápidas correções de VTCD’s.

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CAPÍTULO IV

RESULTADOS EXPERIMENTAIS DA

APLICAÇÃO DO CEI

4.1- CONSIDERAÇÕES INICIAIS

Uma vez apresentada toda a estrutura do RT eletrônico, desde a sua

contextualização no ensejo da regulação de tensão até o desenvolvimento do controle

eletrônico proposto (contribuição efetiva deste trabalho), o presente capítulo será

dedicado, então, à amostragem de resultados obtidos experimentalmente, tanto em BT

(laboratórios da UFU) quanto em MT (dependências do LACTEC).

4.2- ENSAIOS EM BAIXA TENSÃO (BT)

A fim de comprovar todos os aspectos operacionais do RT com comutação

eletrônica de taps, três ensaios foram elaborados. O primeiro é destinado à avaliação

do impacto do sistema de regulação sobre a carga, de modo que somente a tensão e a

corrente solicitadas pela mesma através do tap de regulação adequado foram

observadas. O segundo revela as formas de onda da tensão na fonte e na carga ao

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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mesmo tempo em que mostra a corrente desta última por duas vias (o tap central e o

tap de regulação), atestando a eficiência do sistema de comutação de taps, tanto no que

se refere à velocidade de regulação quanto no que tange à prevenção de curtos-

circuitos. O terceiro e último ensaio apresenta não somente as formas de onda das

grandezas em questão, mas também, e principalmente, o comportamento da tensão

RMS da carga em relação à fonte durante a ocorrência dos sags e swells induzidos no

laboratório (sempre com duração de 12 ciclos ou 200 ms). As figuras 4.1(a) e (b)

mostram, respectivamente, uma visão geral do sistema de teste proposto e a fonte

geradora de tensão CA da HP que desempenha o papel da distribuidora de energia,

sendo capaz de produzir com perfeição, dentre outras coisas, os dois tipos de VTCD’s

aqui observáveis.

(a)

(b)

Figura 4.1 – Sistema de regulação proposto para os testes em BT.

(a) Visão geral do RT com CEI;

(b) Fonte geradora de tensão CA da HP.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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4.2.1- ENSAIO DE IMPACTO SOBRE A CARGA

Com o objetivo de avaliar o impacto das propostas de contagem de zeros de

corrente e regulação em zeros de tensão, uma bateria inicial de ensaios foi elaborada.

Em um primeiro momento, visando evidenciar o fato já comentado de elevação da

potência consumida nas chaves, a metodologia de re-inserção da tensão na carga em

pontos de inflexão (zeros) foi extirpada dos resultados apresentados a seguir. Além

disso, a retirada deste procedimento facilita a visualização do período de desligamento

da tensão (cerca de 10 milisegundos), sobretudo quando cargas resistivas são

empregadas. Note-se ainda que, quanto à corrente, independentemente do tipo carga, a

filosofia de contagem de zeros durante o desligamento dos taps foi implementada com

êxito.

Os resultados aqui propostos decorrem da aplicação da metodologia de

regulação da tensão sobre quatro tipos de cargas (duas lâmpadas em série, um

osciloscópio digital, um computador e um motor de indução monofásico), conforme

considerações subseqüentes.

a) Primeiro Ensaio: 02 Lâmpadas em Série

Para as figuras abaixo foram coletadas a tensão (azul) e a corrente (laranja) na

carga, sendo que esta última foi tomada somente após o corte de tensão na carga (no

tap regulador), pois o objetivo principal é mostrar a característica do desligamento

momentâneo de cerca de 10 milisegundos. Como a carga é puramente resistiva, o

período de desligamento permaneceu bastante evidente para todos os 05 casos

(elevação em 10, 20, 30% e abaixamento em 5 e 10%) que se seguem.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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Figura 4.2 - Elevação da tensão em 10%.

Figura 4.3 - Elevação da tensão em 20%.

Figura 4.4 - Elevação da tensão em 30%.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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Figura 4.5 - Abaixamento da tensão em 5%.

Figura 4.6 - Abaixamento da tensão em 10%.

b) Segundo Ensaio: 01 Osciloscópio Digital

Para o segundo ensaio novamente estão sendo apresentadas a tensão (azul) e a

corrente (laranja) na carga, sendo que mais uma vez esta última somente foi coletada

no tap regulador (conduz após corte de tensão). Note-se aqui um comportamento

diferenciado das duas grandezas em questão em relação ao caso anterior em

decorrência de uma distinta modelagem de carga.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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Figura 4.7 - Elevação da tensão em 5%.

Figura 4.8 - Elevação da tensão em 10%.

Figura 4.9 - Elevação da tensão em 15%.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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Figura 4.10 - Elevação de tensão em 20%.

Figura 4.11 - Elevação da tensão em 25%.

Figura 4.12 - Elevação da tensão em 30%.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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Figura 4.13 - Abaixamento da tensão em 5%.

Figura 4.14 - Abaixamento da tensão em 10%.

c) Terceiro Ensaio: 01 Computador (Desktop)

Neste ensaio, além das grandezas medidas nos experimentos anteriores, coletou-

se a corrente drenada pela carga antes do procedimento de correção, ou seja, através do

tap central. Isto foi feito para mostrar que após a comutação de tap há uma troca

efetiva de caminho no circuito que alimenta a carga. Em outras palavras, a atuação do

tap central é substituída pela de um tap regulador. Assim, para as figuras subseqüentes,

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

o sinal em azul corresponde à tensão na carga e os sinais em laranja e verde

correspondem, respectivamente, à corrente no tap central e à corrente no tap regulador.

Figura 4.15 - Elevação da tensão em 5%.

Figura 4.16 - Elevação da tensão em 10%.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

100

Figura 4.17 - Elevação da tensão em 15%.

Figura 4.18 - Elevação da tensão em 20%.

Figura 4.19 - Elevação da tensão em 25%.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

101

d) Quarto Ensaio: 01 Motor de Indução Monofásico

Para a medição mostrada na figura a seguir, empregou-se um motor de indução

monofásico como carga, para o qual se tem as seguintes características:

• Fabricante: Kohlbach (modelo P56);

• Dados de placa:

o CV: 1,0

o V: 110/220;

o A: 15/7,5

o RPM: 3480;

o Isol.: B;

o Hz: 60

Figura 4.20 - Elevação da tensão em 10%.

Para esta situação, tem-se a tensão (azul) e a corrente (verde) no tap de

regulação, ambas coletadas sobre a carga, ressaltando ainda que foi aplicado neste

ensaio a busca por zeros de tensão da fonte, além da contagem de zeros de corrente.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

102

Este resultado se mostra significativo para a questão da continuidade da tensão

aplicada à carga. Isto é, a força contra eletromotriz é capaz de manter durante certo

período uma diferença de potencial suficiente para garantir a operação do sistema.

4.2.2- ENSAIO DE AVALIAÇÃO DA COMUTAÇÃO

Diferentemente da primeira bateria de ensaios, o princípio de re-inserção em

zeros da tensão corrigida sobre a carga será sempre considerado de agora em diante.

Vale ressaltar ainda que, nesta segunda etapa, o tempo de confirmação do comando de

comutação de tap recebido do módulo de leitura RMS pelo decisório é de meio ciclo.

O gráfico da figura 4.21 ilustra o desligamento de uma chave condutora e o

acionamento de uma outra com variação da tensão em 20% tendo um computador

convencional (desktop) como carga. Mostra-se aqui o detalhe do período de

desligamento da tensão da carga (laranja) em relação à fonte da HP (azul). Como é

possível perceber, após o corte efetuado o novo tap foi acionado com grande precisão

em relação ao zero da tensão de fornecimento (HP), corroborando com o êxito da

metodologia de busca de zeros. A base de tempo é de 10 ms.

Figura 4.21 - Detalhe do corte da tensão na carga e posterior re-inserção em zero.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

103

Os resultados apresentados na seqüência condizem com a aplicação integral de

toda a metodologia de controle apresentada no capítulo 3 (situação que também será

verificada no item 1.2.3). A composição de carga é dada entre um freezer, um

computador e duas lâmpadas em série. Há ainda a inserção, no segundo caso, de um

banco de capacitores de 10 µF em paralelo, utilizado para conferir um caráter mais

capacitivo à mesma. Em ambas as figuras, tem-se a tensão da fonte em laranja, a

tensão da carga em azul, a corrente no tap central em vermelho e a corrente no tap

regulador em verde. A escala de tempo é de 10 ms e a tensão nominal é de 220 V

RMS

(a)

(b)

Figura 4.22 – Elevação de tensão em 5%.

(a) Sem banco de capacitores;

(b) Com banco de capacitores.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

104

4.2.3- ENSAIO DE AVALIAÇÃO DA TENSÃO RMS

Além das avaliações sobre as formas de onda das tensões e correntes pertinentes

ao sistema de testes, serão considerados a partir de agora os comportamentos das

tensões RMS da fonte e da carga, de modo a propiciar uma noção ainda mais clara

sobre o impacto da atuação do RT eletrônico mediante sags e swells com tempo de

duração fixado em 200 ms (12 ciclos da rede elétrica). Contudo, diferentemente do

caso anterior, o tempo de confirmação do comando de comutação recebido do módulo

de leitura RMS pelo decisório é agora de um ciclo. E este tempo pode ser verificado

durante a efetivação da regulação por parte do controle eletrônico nos gráficos

mostrados a seguir, para os quais se têm a tensão na fonte em azul, a tensão na carga

em laranja e a corrente na carga (medida não nos taps, mas diretamente sobre ela) em

verde. Vale salientar ainda que a tensão RMS da fonte foi obtida com base nas leituras

armazenadas em disco pelo software de aquisição mostrado na figura 3.19 do capítulo

anterior, enquanto que o valor RMS da tensão na carga foi estimado a partir dos dados

oscilografados.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

105

(a)

(b)

Figura 4.23 – Elevação de tensão em 5%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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106

(a)

(b)

Figura 4.24 – Elevação de tensão em 10%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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107

(a)

(b)

Figura 4.25 – Elevação de tensão em 15%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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108

(a)

(b)

Figura 4.26 – Elevação de tensão em 20%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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109

(a)

(b)

Figura 4.27 – Elevação de tensão em 25%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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110

(a)

(b)

Figura 4.28 – Elevação de tensão em 30%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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111

(a)

(b)

Figura 4.29 – Abaixamento de tensão em 5%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

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112

(a)

(b)

Figura 4.30 – Abaixamento de tensão em 10%.

(a) Formas de onda;

(b) Valores RMS.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

113

Antes e durante os ciclos iniciais do fenômeno de variação da tensão o tap

central é o responsável por manter a carga em operação. Esta situação se modifica logo

após o primeiro procedimento de regulação, fazendo com que o tap central seja

substituído pelo tap de regulação adequado. Entretanto, quando a tensão da fonte

retorna ao seu valor nominal há uma variação oposta sobre alimentação da carga,

exatamente no mesmo percentual do estágio regulador, obrigando o RT a proceder ao

re-ingresso do tap central em detrimento do anterior. Como visto, esta operação pode

durar de três a quatro ciclos.

Figura 4.31 - Curva ITIC.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

114

A curva ITIC mostrada na figura 4.31 (anterior) determina os períodos médios

de duração das variações percentuais de tensão suportadas por diversos tipos de cargas

sensíveis. Relacionando este gráfico com as taxas de regulação do RT eletrônico é

possível observar que, para os casos de elevação da tensão, somente nas variações de

25 e 30% sobre o valor nominal da mesma o procedimento de re-ingresso do tap

central fere o tempo máximo de suportabilidade proposto. Deve-se salientar, todavia,

que o mesmo não ocorre durante a inserção do tap regulador, posto que a

recomendação gráfica foi prontamente atendida em todos as situações de regulação.

Nos casos de abaixamento da tensão, não houve qualquer tipo de divergência entre a

ação do regulador e os limites temporais do gráfico, tanto no ingresso do tap de

regulação quanto no re-ingresso do tap central.

Atualmente, estudos vêm sendo desenvolvidos pelo núcleo de Qualidade de

Energia da Universidade Federal de Uberlândia no sentido de comprovar que a

suportabilidade de diversas cargas, em especial as utilizadas nos ensaios aqui

propostos, superam os limites impostos pela curva ITIC. Deste modo, eletrodomésticos

e eletro-eletrônicos estão sendo submetidos a sobretensões e afundamentos de elevada

amplitude, a fim de que um documento formal possa ser elaborado e divulgado à

comunidade acadêmica de interesse. Independentemente disto, a análise dos gráficos

de formas de onda das figuras 4.27 e 4.28 revela que não houve queima dos

equipamentos utilizados no ensaio, posto que a alimentação dos mesmos (tensão e

corrente) foi mantida após o re-ingresso do tap central.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

115

4.3- ENSAIOS EM MÉDIA TENSÃO (MT)

Para que o RT com controle eletrônico inteligente pudesse ser avaliado

mediante tensões e correntes elevadas, impraticáveis na estrutura laboratorial da UFU,

o Laboratório de Alta Tensão do LACTEC (Instituto de Tecnologia para o

Desenvolvimento) foi contratado pelo projeto de pesquisa e desenvolvimento firmado

entre a Elektro Eletricidade e Serviços S.A., a Toshiba do Brasil S.A. e a Universidade

Federal de Uberlândia. As figuras 4.32(a) e (b) apresentam, respectivamente, a

montagem elaborada para os testes em média tensão com e sem carga (reator).

(a)

(b)

Figura 4.32 – Estrutura montada para os ensaios em média tensão.

(a) Com carga;

(b) Sem carga.

Capítulo IV - Resultados Experimentais da Aplicação do CEI

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

116

Neste sentido, alguns ensaios foram propostos e realizados de 23 a 27 de

outubro de 2006 com o objetivo de validar o modelo de regulador de tensão proposto.

Os testes desenvolvidos submeteram o sistema a tensões em torno de 4 kV e 5 kV,

visando checar os percentuais de tensão nos taps reguladores e as correntes drenadas

pela carga através do tap 2A. Saliente-se ainda que, em operação de abertura e

fechamento do mesmo tap, a corrente chegou a atingir o patamar de 200 A.

4.4- CONSIDERAÇÕES FINAIS

Os ensaios apresentados revelaram o comportamento satisfatório do RT com

controle eletrônico inteligente mediante a proposta de rápida regulação da tensão sem

prejuízo ou comprometimento das cargas mantidas pelo sistema de distribuição. O

baixo nível de transitórios e distorções durante as operações de comutação de taps

revelou o êxito dos princípios de checagem de zeros de corrente e correção em zeros

de tensão no referente à manutenção da qualidade do fornecimento durante a

eliminação dos VTCD’s.

Como evidenciaram os ensaios de BT, logo após a incidência de um dado

afundamento de tensão sobre o suprimento da carga, uma sobretensão indesejada é

imposta à mesma, permanecendo vigorante até que o controle eletrônico atue mais uma

vez, ou seja, após três ou quatro ciclos da rede elétrica. Apesar deste fato não

comprometer a idoneidade dos princípios então propostos, estudos já estão sendo

realizados no sentido de que a tensão no primário do TP seja coletada junto à carga ao

invés da fonte. Esta decisão pode eliminar o “efeito colateral” exposto, porém deverá

ocasionar algumas reformulações na lógica operacional do controle eletrônico.

117

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

CAPÍTULO V

CONCLUSÕES

Apesar das considerações de fechamento apresentadas em cada um dos

capítulos anteriores, serão reunidas aqui as informações de maior relevância que foram

tratadas ao longo desta dissertação, de modo a perfazer uma síntese geral sobre o RT

no contexto da regulação de tensão. Foram destacadas, sobretudo, as características do

controle eletrônico que fazem do regulador em questão um equipamento inteligente,

além de alguns pontos de avanço para desenvolvimentos futuros.

O capítulo I apresentou uma introdução sobre o universo de regulação da

tensão, ressaltando dois dos problemas na qualidade da energia entregue aos

consumidores (voltage sags e voltage swells) e algumas das soluções que vêm sendo

apresentadas ao longo dos anos no Brasil e no mundo, incluindo, obviamente, o

regulador de tensão com controle eletrônico inteligente (CEI). A abordagem feita

sobre o uso ascendente de cargas mais sensíveis às variações de tensão de curta

duração, apontando para estudos que demonstram o acentuado impacto financeiro

ocasionado por tais fenômenos, representa a principal razão para o contínuo

investimento despendido em pesquisas científicas, tanto nas avaliações de

suportabilidade de diversas cargas quanto nos desenvolvimentos de equipamentos

dinâmicos de correção da tensão.

Capítulo V - Conclusões

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

118

Uma vez elucidado o contexto de atuação dos equipamentos de mitigação de

VTCD’s, o capítulo II açambarcou a tarefa de apresentar, a partir de um histórico de

desenvolvimento dos reguladores de tensão no Brasil, uma visão geral do RT

propriamente dito. Através de uma estrutura em diagrama de blocos, as unidades

modulares que o constituem puderam ser explanadas e analisadas com o grau de

aprofundamento necessário, demonstrando a interconexão entre as mesmas e com o

sistema de distribuição de energia. Além disso, a riqueza do material fotográfico

exibido conferiu uma visão clara e concisa do protótipo desenvolvido.

Conforme apontamentos realizados em diversas partes da dissertação, o

desenvolvimento de um controle eletrônico inteligente caracterizou-se como sendo a

efetiva contribuição deste trabalho ao processo de regulação dinâmica da tensão.

Assim sendo, o capítulo III foi integralmente dedicado à apresentação das

características, em termos de hardwares e firmwares, dos dois módulos integrados que

o constituem: o de leitura RMS e o decisório. Foi graças à elaboração destas duas

unidades controladoras que o RT ascendeu ao patamar de equipamento autônomo,

dinâmico, seguro e inteligente. Deve-se ressaltar, inclusive, a capacidade de correção

de sags e swells em um período de tempo que oscila entre 03 e 04 ciclos da rede

elétrica, já que se trata de um intervalo de ajuste pioneiro para esta modalidade de

regulador de tensão.

Finalmente, os resultados dos ensaios elaborados em baixa e média tensão

foram analisados no capítulo IV. Os procedimentos de correção foram expressos

através de gráficos de formas de onda e tensão RMS, evidenciando o comportamento

da tensão e da corrente nos equipamentos empregados como cargas mediante os

distúrbios induzidos em laboratório. Unindo a avaliação positiva dos gráficos

apresentados com o êxito nos testes em MT realizados no LACTEC, fica patente que o

Capítulo V - Conclusões

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

119

RT com controle eletrônico inteligente caracteriza-se, portanto, como um equipamento

avalizado à mitigação dos impactos elétricos e financeiros de VTCD’s sobre as

unidades consumidoras sujeitas a este tipo de fenômeno, aliando a isto a sua

simplicidade de operação e sua satisfatória relação custo-benefício.

Por se tratar de uma tecnologia em franca ascensão, é perfeitamente natural que

sejam vislumbrados alguns aprimoramentos não contemplados no escopo desta

pesquisa e que, por conseguinte, se apresentem como dignos motivadores de trabalhos

futuros, como o que se iniciará em agosto de 2007 entre a UFU e a CELG (Centrais

Elétricas de Goiás). São eles:

• Substituição dos SCR’s (tiristores) por IGBT’s () na concepção do módulo

de chaves. Como os tiristores só podem ser abertos em zeros de corrente, cerca

de meio ciclo é desnecessariamente perdido durante toda e qualquer comutação

dos taps. Isso sem mencionar o fato de que possuem alguns dos maiores tempos

de acionamento (turn on) e desligamento (turn off) dentre os semicondutores.

Os IGBT’s, além de serem abertos em qualquer instante de tempo, podem ser

chaveados em elevadas freqüências, fato que abriria possibilidades ainda

melhores durante os procedimentos de correção de variações de curta duração;

• Desenvolvimento de um módulo de monitoramento eletrônico trifásico. O

presente trabalho contemplou um sistema monofásico de correção da amplitude

da tensão fornecida à carga. Com um sistema trifásico, além de atender uma

diversidade maior de sistemas de energia, o RT eletrônico poderia ser utilizado

não somente na investigação de amplitude das fases, mas também de outros

fatores relacionados ao desequilíbrio e defasamento angular entre elas;

• Desenvolvimento de um módulo de avaliação da freqüência do sistema. A

partir de um conversor tensão-freqüência, o impacto dinâmico de entrada e/ou

Capítulo V - Conclusões

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

120

saída de cargas em um dado sistema poderia ser avaliado. A partir disto,

estratégias de correção de freqüência poderiam ser implementadas com a

máxima autonomia e rapidez possível;

• Monitoramento remoto de transformadores de distribuição. O controle

eletrônico do RT foi desenvolvido com base no monitoramento local da tensão da rede

via computador. Considerando a localização aérea do transformador, este tipo de

avaliação se torna inviável. Desta feita, o desenvolvimento de um link de rádio para

monitoramento remoto permitiria às concessionárias investigar, a quilômetros de

distância, o comportamento da tensão fornecida aos consumidores e interferir sobre a

operação do RT sempre que desejável, sem qualquer custo de deslocamento de

equipes de apoio.

121

Dissertação de mestrado Rodrigo Rimoldi de Lima

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